在 VGS=0 （增强型）的条件下，在增加漏源电压过程中使 ID 开始剧增时的 VDS 称为漏源击穿电压 BVDS ·ID 剧增的原因有下列两个方面：（1）漏极附近耗尽层的雪崩击穿（2）漏源极间的穿通击穿·有些 MOS 管中，其沟道长度较短，不断增加 VDS 会使漏区的耗尽层一直扩展到源区，使沟道长度为零，即产生漏源间的穿通，穿通后，源区中的多数载流子，将直接受耗尽层电场的吸引，到达漏区，产生大的 ID

4. 栅源击穿电压 BVGS

在增加栅源电压过程中，使栅极电流 IG 由零开始剧增时的 VGS ，称为栅源击穿电压BVGS 。

5. 低频跨导 gm

在 VDS 为某一固定数值的条件下，漏极电流的微变量和引起这个变化的栅源电压微变量之比称为跨导·gm 反映了栅源电压对漏极电流的控制能力·是表征 MOS 管放大能力的一个重要参数·一般在十分之几至几 mA/V 的范围内。

6. 导通电阻 RON ·

导通电阻 RON 说明了 VDS 对 ID 的影响，是漏极特性某一点切线的斜率的倒数·在饱和区， ID 几乎不随 VDS 改变， RON 的数值很大，一般在几十千欧到几百千欧之间 ·由于在数字电路中，MOS 管导通时经常工作在 VDS=0 的状态下，所以这时的导通电阻 RON 可用原点的 RON 来近似·对一般的 MOS 管而言， RON 的数值在几百欧以内

7. 极间电容

三个电极之间都存在着极间电容：栅源电容 CGS 、栅漏电容 CGD 和漏源电容 CDS ·CGS 和 CGD 约为 1～3pF ·CDS 约在 0.1～1pF 之间

8. 低频噪声系数 NF

噪声是由管子内部载流子运动的不规则性所引起的·由于它的存在，就使一个放大器即便在没有信号输人时，在输出端也出现不规则的电压或电流变化·噪声性能的大小通常用噪声系数 NF 来表示，它的单位为分贝（ dB ） ·这个数值越小，代表管子所产生的噪声越小·低频噪声系数是在低频范围内测出的噪声系数·场效应管的噪声系数约为几个分贝，它比双极性三极管的要小。

【MOS管导通特性】

导通的意思是作为开关，相当于开关闭合。

NMOS的特性，Vgs大于一定的值就会导通，适合用于源极接地时的情况(低端驱动)，只要栅极电压达到一定电压（如4V或10V, 其他电压，看手册）就可以了。

PMOS的特性，Vgs小于一定的值就会导通，适合用于源极接VCC时的情况(高端驱动)。但是，虽然PMOS可以很方便地用作高端驱动，但由于导通电阻大，价格贵，替换种类少等原因，在高端驱动中，通常还是使用NMOS。

【MOS开关管损失】

不管是NMOS还是PMOS，导通后都有导通电阻存在，因而在DS间流过电流的同时，两端还会有电压，这样电流就会在这个电阻上消耗能量，这部分消耗的能量叫做导通损耗。选择导通电阻小的MOS管会减小导通损耗。现在的小功率MOS管导通电阻一般在几毫欧，几十毫欧左右

MOS在导通和截止的时候，一定不是在瞬间完成的。MOS两端的电压有一个下降的过程，流过的电流有一个上升的过程，在这段时间内，MOS管的损失是电压和电流的乘积，叫做开关损失。通常开关损失比导通损失大得多，而且开关频率越快，导通瞬间电压和电流的乘积很大，造成的损失也就很大。降低开关时间，可以减小每次导通时的损失；降低开关频率，可以减小单位时间内的开关次数。这两种办法都可以减小开关损失。

【MOS管驱动】

MOS管导通不需要电流，只要GS电压高于一定的值，就可以了。但是，我们还需要速度。

在MOS管的结构中可以看到，在GS，GD之间存在寄生电容，而MOS管的驱动，实际上就是对电容的充放电。对电容的充电需要一个电流，因为对电容充电瞬间可以把电容看成短路，(因为电容器上的电压不能突变，当用指针万用表给电容充电瞬间，电容器相当于短路，这时电流达到最大，随着电容器上的电荷逐渐的增加，充点电流就逐渐的减少。所以万用表的指针会摆动。)所以瞬间电流会比较大。选择/设计MOS管驱动时第一要注意的是可提供瞬间短路电流的大小。

【Mosfet参数含义说明】

Features:Vds： DS击穿电压.当Vgs=0V时，MOS的DS所能承受的最大电压Rds(on)：DS的导通电阻.当Vgs=10V时，MOS的DS之间的电阻Id：最大DS电流.会随温度的升高而降低Vgs: 最大GS电压.一般为：-20V~+20VIdm: 最大脉冲DS电流.会随温度的升高而降低，体现一个抗冲击能力，跟脉冲时间也有关系Pd: 最大耗散功率Tj: 最大工作结温，通常为150度和175度Tstg: 最大存储温度Iar: 雪崩电流Ear: 重复雪崩击穿能量Eas: 单次脉冲雪崩击穿能量BVdss： DS击穿电压Idss: 饱和DS电流，uA级的电流Igss: GS驱动电流，nA级的电流.gfs: 跨导Qg: G总充电电量Qgs: GS充电电量Qgd: GD充电电量Td(on): 导通延迟时间，从有输入电压上升到10%开始到Vds下降到其幅值90%的时间Tr: 上升时间，输出电压 VDS 从 90% 下降到其幅值 10% 的时间Td(off): 关断延迟时间，输入电压下降到 90% 开始到 VDS 上升到其关断电压时 10% 的时间Tf: 下降时间，输出电压 VDS 从 10% 上升到其幅值 90% 的时间 ( 参考图 4) 。Ciss: 输入电容，Ciss=Cgd + Cgs.Coss: 输出电容，Coss=Cds +Cgd.Crss: 反向传输电容，Crss=Cgc.

Trr: 反向恢复时间

【MOS管总结】

普遍用于高端驱动的NMOS，导通时需要是栅极电压大于源极电压。而高端驱动的MOS管导通时源极电压与漏极电压(VCC)相同，所以这时栅极电压要比VCC大(4V或10V其他电压，看手册)。如果在同一个系统里，要得到比VCC大的电压，就要专门的升压电路了。很多马达驱动器都集成了电荷泵，要注意的是应该选择合适的外接电容，以得到足够的短路电流去驱动MOS管。

特别要说明的是，源极在MOSFET里的意思是“提供多数载流子的来源”。对NMOS而言，多数载流子是电子；对PMOS而言，多数载流子是空穴。相对的，漏极就是接受多数载流子的端点。

功率MOS管有寄生的二极管，称为体二极管，其恢复时间trr与存储在体二极管内的多余电荷成正比。一般功率MOS管的体恢复时间trr约为200ns。

二，MOS管导通过程

半导体器件基础09：MOS管特性-导通过程 - 知乎

1，MOS管特征曲线

在具体分析MOS管导通过程之前，我们首先需要了解下MOS管的特征曲线；如下图所示以N沟道增强型MOS管为例的V-I特征曲线，横轴为VDS电压，纵轴为ID电流。整个曲线图分为4部分：截止区，可变电阻区，恒流区，击穿区。

截止区(夹断区)：当满足VGS < VGS(th) ，MOS管进入截止区；截止区位于特征曲线下方，表示MOS管不能导通处于截止状态；
恒流区(饱和区)：当VGS > VGS(th)，且VDS > VGS-VGS(th)时，MOS进入恒流区；
——恒流区在输出特性曲线中间的位置，电流ID基本不随VDS变化， ID的大小主要决定于电压VGS；当MOS用来做放大电路时就是工作在恒流区。
可变电阻区：当满足VGS> VGS(th), 且VDS > VGS-VGS(th)时，MOS管进入可变电阻区；

——在可变电阻区，ID随着VDS的增加而上升，两者基本上是线性关系，另外VGS不同RDS的阻值也会不同，我们一般看到的MOS管Datasheet中RDS(ON)参数是可变电阻区的导通电阻值。

2，MOS管导通过程

通过之前章节的分析，我们知道打通MOS管，需要VGS达到一定的电压；如下左图所示，以增强型NMOS为例，假设驱动芯片通过串阻RGATE来驱动MOS管G极电压。如下为MOS管理想的导通过程分析：

1. t0->t1阶段：驱动通过RGATA对Ciss充电，电压VGS以指数的形式从0V上升至Vth；
1, 本阶段VGS<VGS(th)，此时MOS管DS未打通，ID=0；
2, 此时VGS增加，VGD会减小；
3, 第一阶段驱动对Ciss充电，主要是对CGS充电；
——若D与G完全没有回流通路，则不会对CGD放电，D极电压被抬升；事实上如果对于缓启动电路，D极有大电容接至GND，那相当于有一条间接的回流通路从G->D->S。

2. t1->t2：VGS达到MOS管开启电压，进入线性区，ID缓慢上升，至t2时刻ID到达饱和或是负载最大电流；
1, 本阶段VGS>VGS(th)，此时MOS管DS已经打通，ID>0，且随VGS增加ID不断增大；
2, 此时由于D与S之间已导通，G与D之间的回流通路通过ID建立了起来，形成CGD的放电回路，对CGD进行放电；同时，继续对CGS充电；
3, 如下右图所示，t1->t2红色箭头的高度，取决于负载对ID电流大小的需求，并非是一个固定值；假如ID在VGS=5V即可满足负载对电流的需求，那么t1->t2阶段就将在VGS=5V结束；
4, 如下右图所示，在此阶段VDS一直承受近乎全部电压VDD，所以损耗较大。

3. t2->t3（米勒平台）：t2时刻 ID达到饱和并维持稳定值，MOS管工作在饱和区；
1, 本阶段从ID电流角度来看，VGS电压已将MOS管完全打通，ID保持不变，VGS保持不变，同时VDS电压开始下降；
2, 此阶段VGD先减小（VD>VG阶段）后反向增大（VG>VD阶段），对于CGD来说先放电后充电，对于CGS则不再消耗电荷（具体原理，下节“米勒平台”详细分析）；
3, 米勒平台阶段ID电流很大，在平台期间MOS管损耗较大，同时它延长了MOS管的开关时间，对于快速开关的应用，要尽量减少米勒平台时间。

4. t3->t4：VDS电压下降到0V，VDD继续给CGS充电，直至VGS = VDD，MOS管完成导通过程；
1, 本阶段MOS管进入可变电阻区，随着VGS不断增加，RDS不断减小，ID值取决于负载的变化；
2, 此阶段VGS增加，VDS基本保持不变，VGD也随VGS同时增加，此时已结束米勒平台，所以CGD远小于CGS，VGS电压得以正常速度增大。

5. MOS管关断过程：是开通过程的反过程，如下图所示；

——关断过程与开启过程的步骤刚好相反，所以MOS管关断过程也同样存在较大的损耗。

3，米勒平台

我们已经知道了米勒平台是什么，它是MOS在开启或关断过程中， VGS电压维持不变的状态。那为什么会称它为米勒平台呢？是米勒老先生发现了MOS管上电过程中的这个“台阶”么？其实不然，米勒老先生发现的是：一种特殊运放电路结构导致反馈电容容值被放大的效应；人们称之为：米勒效应。而MOS管上的米勒平台正是由于米勒效应所产生的，米勒先生发现的这个效应听起来好像很悬，接下来，我们先从两个角度来了解米勒效应。

1. 第一种方法：如下图所示，我们假设一个增益为-Av的理想反向电压放大器（运放负极接输出），在放大器的输出和输入端之间跨接容抗为 Z = 1/(jωC)的电容，定义输入电流为 Ii，输入阻抗为 Zin；

1, 反向电压放大器增加了电路输入电容容值，并且放大系数为（1+Av）：Zin = 1/[jωC*(1+Av)]，计算过程如上图所示（如上式中复平面S=jω）。
2, 米勒发现的是：输入阻抗被缩小1/(1+Av)的这么一个效应；对于电容来说，容抗与容值成反比（容抗小，容值越大），所以相当于电容容值增加了（1+Av）倍。

2. 第一种方法是基于纯数学的推导，虽然数学推理肯定错不了，但还是感觉结论挺奇怪；是否有更加便于理解的方式呢？如下图所示，我们将反馈路径上的电容C0人为地分成C1和C2，并且C1和C2中间接到GND；

——C1 = C2 = C0，只是从充电电量（Q）的角度进行划分。

1, C1跨接在Vi和GND之间，那么电容C1两端的电压是：Vi；那么从充电电量（Q）的角度来看：C1 = C0；

2, C2跨接在GND和Vo之间，而Vo = -Av*Vi，所以电容C2两端的电压是：Av*Vi；所以从充电电量（Q）角度来看：C2 = Av*C0；

3, 所以C1和C2的充电电量加在一起：（1+Av）*C0，相当于电容C0的容量增加了（1+Av）倍。

——我们再来直观理解一遍：如果电源电压Vi直接加在C0上（C0两端电压为Vi），则其表现为C0电容值；但由于运放的作用，加在C0两端的电压变成（1+Av）*Vi，那么相同电容值的电量（Q）增加了（1+Av）倍，所以表现出来电容值被放大了（1+Av）倍。

这个效应最早是由 John Milton Miller 发现的并发表在他 1920的著作中，所以称之为米勒效应。米勒效应是跟运放相关，也还没扯到MOS管哪，跟米勒平台有什么关系呢？

如下图所示为MOS管的共源电路（common source）：D为输出端，S接地，G为输入端；

根据 MOS的小信号模型（具体可参考“半导体物理”相关书籍中的MOS管小信号分析章节），形成一个反向电压放大器，其等效电路可以由右下图来表示；
CGD是跨接在输入（G）和输出（D）上的反馈电容，不同MOS管放大系数不同，最大可达几百倍。

MOS管的开启过程就是MOS共源电路工作模式，此时CGD将会被放大n倍，变成米勒电容。正常情况下CGS比CGD要大很多，但一旦进入米勒平台时CGD反而远大于CGS了。

如下图所示，为什么CGD很大，CGS小就会导致VGS保持不变呢？

我们看到大多解释：在米勒平台阶段CGS相比CGS大很多，导致同时对CGS和CGD充电时，绝大多数电流通过CGS->D端->S端这条路径，而CGS只有非常小的电流流过，所以VGS基本保持不变。对于这个解释，我个人一直没有理解，所以也不认同。

那关于MOS管米勒平台，我是怎么理解的呢？首先我们假设负载电流在米勒平台阶段需求电流保持不变，分如下几个步骤来分析：

——如果负载电流Id发生变化，那么米勒平台的Vgs电压也将会发生变化。它们是对应的关系，所以对于分立缓启动电路来说，同样参数的缓启动电路，对于不同的单板（启动时负载电流不同）对应的缓启动波形会不一样。

首先，MOS管在米勒平台阶段，输入VGS和输出电压VDS是一个负反馈系统(输入VGS和输出电流ID是一个正反馈系统)；
其次，当VDS电压开始变小，MOS管进入米勒平台阶段，在这个电路中我们看到VS是GND不变的，所以是VD电压开始减小，一直到VDS为0时米勒平台结束；
一旦VD减小，我们看到CGD两端的电压开始变小（接VD端电压大，VG端电压小），从VG的角度来看CGD开始充电，所以G端的驱动电流是有通道的；
但是如何确定电流是全部流过CGD而不会流过CGS呢？
我们可以看到：在VDS电压开始变化时，ID电流已经达到最大（根据负载需求，不取决于MOS管本身）；
1, 如果VDS电压下降速度过快（不能维持VGS不变），VGS电压下降（下降速度超过电容电压充电速度），此时MOS管将会被稍微闭合一点，导致RDS增加，那么VDS电压下降速度会减缓，VGS电压会上升；
2, 如果VDS电压下降速度过慢，则必然会导致VGS电压上升（上升速度慢于电容电压充电速度），此时MOS管将会被打开大一点，导致RDS减小，那么VDS电压下降速度加快，VGS电压会下降；
3, 所以正常情况下VGS电压保持固定电平，由MOS管CGS寄生电容和负载电流的大小决定了VDS电压变化速度。
那么如果VG电压突变，是否会导致米勒平台的混乱或变化呢？我们来看如下两个假设：

1, 假设VGS突然变大（RDS变小），此时VDS会突然变小（相对原VDS变化的速度）；由于CGD电容两端的电压不能突变，VG电压就会变小；

2, 假设VGS突然变小（RDS变大），此时VDS会突然变大（相对原VDS变化的速度）；由于CGD电容两端的电压不能突变，VG电压就会变大；所以MOS管的反馈机制会调整VGS的变化，就算外界干扰，也能自动调整回平衡状态。

所以从我个人对MOS管米勒平台分析来说：米勒平台本身就是由于MOS管开启/关闭阶段的负反馈机制所决定，而非因为米勒效应产生；但米勒效应将这个平台变长、变明显。明显到影响了MOS管的应用：

影响MOS管的开关频率，开关损耗，要通过各种辅助手段极力减小它的影响；
用于电源缓启动应用时，要通过辅助手段增加CGD来延长米勒平台。

问：MOS管导通曲线，ID在T1-T2时间段上升过程中，VDS为什么是不变的呢？它不应该随着ID增大，线性下降么？

答：看MOS管的导通过程，要整体来理解，而不是单独的来理解。如果VDS发生了变化，那么它就进入到T2-->T3阶段了（这个阶段VD对VG产生了负反馈）。那如何来感性认识这一阶段呢，我们可以认为从S端流入电流到D端，在这一阶段的电量不足以让D端的容性负载（C）电压上升，或则上升的非常缓慢，以至于我们认为D端电压不变（0V）。随着VGS电压的增大，Ids电流线性增大，直到流入D端容性负载的电量足以将电压明显抬升起来。
事实上这些只是理想情况的分析，如果我们实际去测试MOS管启动的波形，就会发现，还是有差别的。

MOS管的主要参数介绍和导通过程

一文解读：MOS管的主要参数介绍及参数含义介绍

【MOS管介绍】