典型共发射极放大电路设计

电路原理图

步骤1：确定性能指标参数

  在进行电路设计时，首先要明确“设计什么样性能的电路”，这取决于实际需求。

  本次设计的性能指标如下表所示

电压增益	5倍（14dB）
输出电压范围	±1.5V
频率特性	1MHz

步骤2：确定$R_E$上的直流压降

  晶体管的基极-发射极之间等效为一个二极管，所以V_BE同二极管一样具有 -2.5mV/℃ 的温度特性。

  为了吸收基极-发射极间电压 V_BE 随温度的变化（这里的吸收不是指减小 V_BE 随温度的变化，而是减小因 V_BE 随温度变化而导致的集电极电流变化），使工作点（集电极电流）稳定， R_E 的直流压降必须比 ΔV_BE(max) 大得多（一般为10倍以上）。

  基极电流相对于集电极电流来说很小（ I_B 约等于 1/h_FE 倍 I_C ，h_FE 通常为几十至几百），所以 I_B 可以忽略不计，故而认为$I_C=I_E=\frac{V_E}{R_E}$。若 R_E 上的直流压降 V_E 十倍于 ΔV_BE(max) ，则 I_C 随温度的变化量ΔI_C不会超过十分之一。

  假设电路实际最大工作温度为50℃，则:
$\Delta V_{BE(max)}=-2.5mV/℃\times (50℃-25℃)=0.0875V$

  为减小温度对静态工作点的影响，通常R_E的直流压降必须在1V以上。

  因输入电压 v_i 通过基极-发射极间的等效二极管直接叠加在 R_E 上，所以为了保证在输入信号 v_i 的负峰值处晶体管不进入截止状态 ，V_E 必须大于输入信号负峰值的绝对值。由步骤1中的设计指标可推算出输入电压负峰值为 -0.3V 。

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  本设计中我们取V_E=1V。

步骤3：确定集电极电流的工作点

  要考虑的因素主要有特征频率和功耗，特征频率表示交流放大系数为1时的频率。

  从低功耗方面考虑 I_C 越小越好；从特征频率考虑 I_C 必须在某一区间内，具体需查看晶体管的数据手册，下图为S9013三极管的特征频率和集电极电流的关系。

  步骤1性能指标中给出的特征频率要求为1MHz，由上图可知， I_C=10mA 时特征频率大于100MHz，可以满足我们的设计要求。

  再考虑静态功耗，本设计取 I_C=1mA。

步骤4：确定$R_C$和$R_E$

  由于基极-发射极间存在的二极管是在导通情况下工作的（V-I曲线无限陡峭，交流电阻为0，导通压降0.6 ~ 0.7V），所以基极端子的交流电位（=v_i ）直接地出现在发射极。

  故输入信号 v_i 的电压变化在 R_E 上转换成电流变化 $\Delta i_e=\frac{v_i}{R_E}$ ，因为 Δi_b 相对于 Δi_c 可以忽略，进而可认为 Δi_c= Δi_e。

  利用集电极与电源之间的电阻R_C， Δi_c 以在电阻R_C上产生压降的形式再次变回到电压的变化 $\Delta v_c=\Delta i_c\times R_C=\frac{v_i}{R_E}\times R_C$。

  因输出耦合电容将 v_c 的直流成分截去，故输出交流信号 v_o 即为 Δv_c 本身。因此，该电路的交流电压放大倍数 $A_v=\frac{v_o}{v_i}=\frac{R_C}{R_E}$ 。

  步骤1性能指标中要求电压增益为5倍，所以 R_c:R_E=5:1；
  步骤2中为减小温度对工作点的影响，确定了 V_E=1V；
  步骤3中根据特征频率要求和功耗考虑确定了 I_E=1mA；

  故可得 $R_E=\frac{V_E}{I_E}=\frac{1V}{1mA}=1k\Omega$ ，$R_C=5R_E=5k\Omega$ 。

步骤5：确定电源电压

  要确定电源电压，最大输出电压是重点。为了输出步骤1性能指标中给出的 3V_p-p 输出电压，显然必须要3V以上的电源电压。

  其次，步骤2中确定了 R_E 上的直流压降 V_E=1V，在静态工作点上， R_C 上的压降为 A_V·V_E=5V，当输入电压 v_i 为正峰值 0.3V 时，R_C 上的最大压降为6.5V，所以电源电压必须要 7.8V（V_E + v_i(max) + v_Rc(max)）以上。

  再者，当晶体管进入饱和状态之后，h_FE将减小，以至于基极电流相对于集电极电流来说不再可以忽略。所以为避免晶体管进入饱和状态，电源电压必须高于 V_E + v_i(max) + v_Rc(max) + V_CE(sat) ，其中 V_CE(sat) 为晶体管的集电极-发射极饱和电压。

  本设计采用S9013三极管， V_CE(sat)=0.6V ，所以电源电压要 8.4V 以上，这里决定采用12V电源供电。

  晶体管的集电极-发射极间电压：
$V_{CE}=V_{CC}-I_C\cdot R_C-I_E\cdot R_E$
     $=12V-1mA\cdot 5k\Omega -1V=6V$

  晶体管的集电极静态损耗：
$P_C=V_{CE}\cdot I_C$
    $=6V\times 1mA=6mW$

步骤6：基极偏置电路设计

  步骤2中选定了 V_E=1V，由于 V_BE=0.6V，所以基极电位必须是1.6V（=1V+0.6V）。

  如果 R₁与R₂ 流过比基极电流大得多的电流，那么 I_B 就可以忽略，基极电位就可以认为是 R₁与R₂ 分压后的电位。

  本设计选用 H档（放大倍数200 ~ 350）的S9013三极管，假设 h_FE=200，因为 I_C=1mA，则基极电流为 0.005mA。

  这里 R₁与R₂ 上流动的电流取 0.1mA (一般误差在十分之一以下是可以忽略的)，即 R₁与R₂ ：

  $R_1=\frac{10.4V}{0.1mA}=104k\Omega$

  $R_2=\frac{1.6V}{0.1mA}=16k\Omega$

  计算所得的阻值可能是 E24 系列电阻中没有的，在这里选取 R₁=100K，R₂=15K（104:16≈100:15）。

步骤7：确定耦合电容$C_1$与$C_2$

  C₁ 和 C₂ 分别是将基极、集电极的直流成分隔离仅让交流成分通过的耦合电容。

  但是 C₁ 与输入阻抗、C₂ 与负载阻抗均形成了高通滤波器，当 C₁ 和 C₂ 取值不恰当时，难于通过低频信号。

  高通滤波器的截止频率（振幅特性下降 3dB —— 即下降$\frac{1}{\sqrt{2}}$）为：
  $f=\frac{1}{2\pi \cdot C\cdot R}$

  dB是一个比值，一种纯计数方式，增益 dB 是倍数的另一种说法，对于电压来说X倍可以记作 20lg(X) dB。

  晶体管基极电流很小，所以晶体管的输入阻抗可以看作非常大，而电源阻抗可以看作为0Ω。

  计算输入阻抗时，把电压源看作短路，电流源看作开路。则放大电路的输入阻抗为 R₁ 与 R₂ 的并联 R₁//R₂。

  本设计取 C₁=C₂=47μF，输入截止频率为：

  $f_c=\frac{1}{2\pi \cdot C\cdot R}=\frac{1}{2\pi \times 47\mu F\times 13k\Omega }=0.26Hz$

  由 C₂ 与负载形成的高通滤波器的 $f_e$，会因输出端接有不同的负载阻抗而发生变化，因此预先考虑一下接有什么样的负载是至关重要的。

步骤8：确定电源去耦电容$C_3$与$C_4$

  C₃ 与 C₄ 是电源的去耦电容，当没有这个电容时，电路的交流特性会变得很奇特，严重时电路产生振荡。

  理想电容的容抗是 $f=\frac{1}{2\pi \cdot C\cdot R}$ ，理论上频率越高，容抗应该越小。但由于实际电容内部存在感抗成分，从某个频率开始，容抗反而变高。下图所示为某品牌 47μF 陶瓷电容的阻抗频率曲线。

  小电容在高频率处容抗最低，而大电容在低频率处容抗最低。为了在很宽的频率范围内降低电源对GND的容抗，通常在电源上并联一大一小两个电容。

  关于更多电容阻抗-频率曲线的内容，请参考另一位博主的文章如何理解电容的阻抗-频率曲线。

  大电容即使离电源远一些也没有问题，为了减小布线的阻抗，小电容要紧靠电路安置。

  小电容是在高频情况下降低阻抗用的，高频下的导线等效于电感和电阻串联，如果小电容不紧靠电路安置，由于引线本身的阻抗，电源的阻抗已经不能为零了。

  在低频电路中即使没有小电容，电路也能正常工作。但是在高频电路中，小电容起着更为重要的作用。

  本设计采用 10μF 铝电解电容和 0.1μF 叠层陶瓷电容作为电源去耦电容。