[4G&5G专题-3]：RRU 数字预失真DPD详解

"数字"：这说明，信号的预失真处理是在数字域，而不是模拟域，是数字信号处理的一部分。
"预"：“预”是预先的意思，超前的意思，就是在个信号环节的信号处理“之前”的意思。那相对于谁而言的呢？这里相对的是射频功率放大器。也就是说，从信号处理的环节来看，数字预失真DPD应该是在射频功率放大器之前的一个环节。
“失真”：失真又称“畸变, 指信号在传输或处理过程中与原有信号或标准相比所发生的偏差。在理想的功率放大器中，输出波形除放大外，应与输入波形完全相同，但实际上，不能做到输出与输入的波形完全一样，这种现象叫失真。数字预失真DPD是指“人为”地使一个原始信号发生“失真”。

2. DPD在O-RU中的位置

3. 为什么需要数字预失真？

为什么好端端的，要通过数字预失真技术，使一个正常的信号失真呢？

这需要从射频功率放大器说起。

3.1 射频功率放大器的困境：非线性区

当功率放大器的输入功率加大到某一值后，输入和输出之间不再是线性关系。

此时再增加输入信号的功率，虽然可以增大输出功率，输出功率的增加远低于输入功率的增加，即输出功率效率下降。

更重要的是，在非线性区，输出信号与输入信号不再是线性放大的关系，导致信号失真！

信号失真是一个很严重的问题，接收端收到信号后，会对失真信号进一步线性放大，失真加剧。

避免信号失真的技术手段：

降低输入信号的功率，尽量避免信号工作在非线性区。
在非线性区，增加输入信号的功率，通过牺牲一部分能量换取信号不失真。预失真DPD就是这种增加信号发送功率，而避免信号不失真的一种技术手段。

3.2 数字预失真DPD的解决之道

数字预失真：使原先的信号朝着功率放大器相反的方向失真，从而对冲功率放大器的非线性特征，如下图所示，得到两个效果

输出信号与输入信号之间的线性关系的区间变宽，从而提升了功率放大器的效率。
数字预失真DPD通过大幅提升非线性区的功率，来提升射频放大器的线性区域，增加了系统的功耗。

数字预失真（DPD）是目前无线通信系统中最基本的构建块之一。

其用于提高功率放大器的效率（DPD+PA整体上增加了输入与输出的线性放大的区域）。

通过预先使信号与射频功率放大器反方向的失真，来对冲功率放大器在其非线性区运行时产生的失真，最终使得功率放大器的效率可得到大幅提升，起到一种“负“+”负”得“正”的效果。

不使用 CFR 或 DPD 算法的无线基站通常效率较低，运营资金和设备成本也较高。一个输出 WCDMA 波形的典型 AB 类 LDMOS 功率放大器的效率约为 8%~15%。

利用 CFR 和 DPD 算法，效率可提升至 30%~40%，从而大幅降低网络运营商的资本支出和运营支出。

4. 谁可以做DPD？

4.1 设备厂家

（1）一般传统大型设备厂家

大厂都有自己的DPD技术，包括华为、中兴、爱立信、诺基亚、三星等。

（2）小型公司
小厂一般都没有自己的DPD技术，因为没有相应技术积累，无法实现DPD硬件化，一般找学校或者直接购买FPGA公司的提供IP core。

4.2 芯片厂家

FPGA芯片厂家能够提供了高性能 DPD 解决方案，并且这是IP核的参数是可调的，无需手动定制，从而缩短了实现时间。

能够提供DPD IP核的FPGA厂家，还会针对 FPGA 的实现进行了优化，提供了一个 FPGA 占位面积非常小、成本最低的现成 FPGA 解决方案。

5. DPD支持的无线制式

5G....
LTE FDD/TDD
LTE-Advanced/LTE-Advanced Pro
TD-SCDMA
WCDMA
WiMAX
CDMA2000

6. DPD实现的几个难点

（1）DPD数学模型和参数需要完全匹配当前PA的模型，当PA变化后，DPD数学模型或参数也需要相应的改动，或者提供参数可定制化的DPD数学模型。

（2）随着5G到来，载波带宽越来越宽。载波带宽甚至达到800MHz。原来4G下DPD的数学模型匹配5G基站PA的时候性能肯定不能满足3Gpp要求，所以需要对数学模型进行进一步的研究。

（3）如何硬件实现DPD？既然要用DPD，当然得让DPD运行在RU中，不管是FPGA、CPU还是DSP，需要硬件化DPD。要从实现难以程度、资源消耗、性能匹配、成本控制、研发周期等多方面来综合考虑DPD硬件化，有一定得技术壁垒。

7. 功率放大器的数学模型

要想使用DPD对冲PA的非线性区的曲线，最终得到输出与输入的线性关系，就需要知道功率放大器PA的数学模型。

7.1 “宽带”功放特性的线性区数学模型

所谓“宽带”，是指信号的带宽很宽，任何频率都可以通过功率放大器PA，不受限制，如下图所示。

假设1：输入信号为IQ调制信号(双音正弦信号）：

$x(t)= A1cos(wt) + A2sin(wt)$

假设2：线性区模型：

$y = A*x$

则输出为：

$x(t)= A*(A1cos(wt) + A2sin(wt)) = A*A1*cos(wt) + A * A2*sin(wt)$

经过功率放大器后，对原信号的频谱没有任何影响，且信号的幅度放大了A倍数。

7.2 “宽带”功放特性的非线性区数学模型

描述这样的功率放大器PA的非线性函数如下：

（1）幂指数

$y = x^a ; 0<a <1$

（2）幂级数

幂级数函数去模拟非线性特性的数学表达式，适合于无记忆的弱非线性系统。

幂级数函数是指在级数的每一项均为与级数项序号n相对应的以常数倍的（x-a）的n次方（n是从0开始计数的整数，a为常数），n的次数称为阶数。

假设1：输入信号为IQ调制信号(双音正弦信号）：

$x(t)= A1cos(wt) + A2sin(wt)$

假设2：功率放大器是三阶函数：

则输出信号的频谱为：

基波分量：W

2阶谐波分量：2W

3阶谐波分量：3W,

很显然，经过功率放大器，产生了很多的谐波分量，这就导致信号的失真：

产生的非基波频谱分量（二次、三次谐波分量）分走了本应该全部作用在基波上的功率，造成了能量的损失；
产生的非基波频率分量（二次、三次谐波分量）落在信号通带、邻带和其他有用通带内，如果不用用滤波器难以滤除，对有用信号产生干扰。
信号本身的带宽，谐波分量正好落在带宽内，这就导致无法滤除，产生无法消除的信号干扰。

总之，由于射频功率放大器，放大的信号不是简单的直流信号，而是高频正弦信号，因此，如果功率放大器在非线性区对高频射频信号进行放大，损失信号的能量是小事，最麻烦的问题是，会产生谐波干扰信号！

因此，要尽量避免功率放大器对输入信号进行非线性放大，要尽量对信号进行线性放大。

说到这里，或许有人会有提出疑问：

直接让信号工作在线性区，问题不就解决了吗？

是的，如果输入信号的幅度落在线性区间，确实不会引起问题。实际的通信系统面临如下的问题：

图5：具有较大峰均比的多载波信号的时间域和频率域表示

信号的幅度变化较大，特别是LTE的OFDM调制，峰均比（信号峰值与信号均值的比值）比较高，这就意味着即使信号均值落在线性区，信号的峰值也有可能落在非线性区。
如果信号峰值和均值都落在线性区，这功率放大器的利用率就很低，大部分时间工作在低功率区，对功率放大器是很大的浪费，功率放大器的线性区间越宽，价格越贵，并且价格相差很大。
移动通信系统中，要增加信号的覆盖区，需要增大发射功率

因此，无论是从成本考虑，还是实际部署需要都期望尽肯能让输入信号的功率，工作在接近非线性区附件。

能不能在功率放大器前面，增加对原始的输入信号X（t）进行预处理，得到Z(t），使得功率放大器的输入信号Z（t）工作在非线性区，输出信号Y（t）与X（t）之间还是线性关系呢？

有，这就是数字预失真DPD和削峰CFR

DPD: 数字预失真

CFR: 削峰, 降低信号的峰均比。

这就带来了两个好处：

虽然功率放大器工作在非线性区，但DPD+功率放大器时，整体来看，输出信号Y（t）与X（t）之间还是线性关系，并没有导致输入信号失真。
逻辑山看，在不改变功率放大器的情况下，增大了功率放大器的线性区间。

上述模型是理想模型，即功率放大器是“宽带信号”，实际系统是“带宽”受限制的系统，即“带限”系统。

7.3 “带限“系统的Volterra级数模型

“带限”系统就是带宽有限制的系统，在射频通信系统中个，影响带宽的一个重要的因素就是DAC，即数模转换器。

随着带宽的增加，不仅仅会导致很强的记忆效应，而且对ADC（模数转换器的）的要求也会更高。

举例，假如输入信号带宽为100MHz，5阶模型对应的带宽就是500MHz，根据奈奎斯特采样定理，则ADC采样率需要达到1G。

“带限“系统放弃了对于整体频谱的优化，只关注载带和邻带信号，即着重优化邻道的功率泄露问题。使得数学模型与优化得以简化。

（1）“带限”系统的结构

“带限”系统中，在DPD与功率放大器PA之间，增了一些组件，如DAC功能模块，会导致系统的输入信号的带宽受到了极大的限制，不可能无限带宽。如LTE的带宽为20M, 5G NR的带宽在400M等。

（2）“带限”系统的数学模型：Volterra级数模型

不同阶数的非线性多项式对应不同带宽的信号非线性分量，功放输出信号的频谱可以看作由低到高的非线性分量叠加而成。

若要使得建模精度达到理想值，那么模型的非线性阶数就至少要达到对应频谱扩展的带宽。

为了解决模型误差的问题，使得建模精度能满足 DPD 的需要，通过将带限函数加入传统模型中，以实现控制模型带宽的同时不降低 Volterra 级数的阶数。