一、使用不同类型放大器放大器进行电流检测
此章主要介绍直流电流感应的基本概念，此种方法基于欧姆定律，根据此定律，负载电流会在通常为分流电阻器的感应元件的两端产生电压。测量此分流电压即感应电压，也就可以确定电流电平。此为侵入式测量方法，此时分流电阻器会消耗功率。分流电阻器两端的感应电压会比较小，通常处于毫伏范围内。因此必须对感应电压进行放大和信号调节，电流感应电路下游的系统才能处理它。本章将回顾各种实施方法的优缺点，以便能够根据具体应用选择最适合的方法。在了解各种电路选项之前，读者必须先了解一些基本概念以更好的了解应用。
第一个概念即为共模电压，即VCM。 共模电压指差分放大器的两个输入引脚的平均电压， 如下图所示。
根据测量技术和应用要求，放大器可能需要处理非常低或非常高的共模电压。
第二个概念即为低侧或高侧感应。 在低测实施方案中，分流电阻器或分流器放在系统负载与接地之间，这样会导致共模电压实质上等于0伏。
低测感应是通常是一种简单、低成本的设计方法。不过，此种方法有两个优缺点。首先它会干扰负载检测到的接地，其次它会导致无法检测到负载对接地短路问题。
在高侧实施方案中，分流电阻器放在电源电压与负载之间，此种方法会导致共模电压实质上等于总线电压，这样系统就不会受到任何接地干扰并能够发现接地短路问题。但根据系统电压，系统可能会导致放大器具备非常高的共模电压功能。
直流电流感应通常使用差分输入放大器对较小的感应电压进行增益放大。用于测量电流的差分放大器主要分为四种类型：运算放大器、仪表放大器、差分放大器和电流感应放大器（也可称为电流分流监控器）， 上述的四种放大器都具备其特点，每种都有优缺点，下面来具体分析。
运算放大器提供了最基本的实施方案，通常用于低精度、低成本的应用。但如果使用高精度组件或外部组件来提高精度，则会抵消节省的成本。由于运算放大器的共模电压被限制为它的电源电压，因此这些放大器适合低测测量。但如果在实施时对运算放大器采用单端输入，那么印刷电路板时，也就是PCB上的分流器与接地之间的任何寄生阻抗都会由于额外的压降而产生误差。
差分放大器用于将较小的差分信号转换为较大的单端信号。分流电阻器两端的典型压降很小，不会导致整体系统负载增大。因此差分放大器的架构非常适合于大多数电流感应应用。但犹豫存在差分输入电压，因此会移除PCB寄生效应造成的误差。这些器件的输入端具有电阻器分压网络，因此允许存在更大的共模电压并允许执行高侧或低侧测量。但电阻器网络也会导致系统负载增大，如果不慎重处理将会产生误差。
仪表放大器由差分放大器和每个输入端的缓冲器级组成，这一非常大的输入阻抗可以测量非常小的电流，但这一架构只能用于共模电压处于电源电压范围内的应用。和差分放大器类似，差分输入电压也会移除PCB寄生效应造成的误差。
电流感应放大器（也被称为电流分流放大器或电流分流监控器）是专用于放大器，具有独特的输入级，能够使共模电压远高于供电电压。此外其器件还集成了高精度、低漂移增益的网络，最大限度地提高了测量精度。这种输入架构只适用于Ishunt大于几十微安的使用场景。
直接电流感应是一种比间接磁感应方法更易于实施且成本更低的电流感应方法。而电流放大器提供一套最完整的功能可最大限度地提高电流测量性能，可实现最广泛的应用。
二、示例电路
本章将介绍几种特别有用的电流感应示例电路，包括求和电路、差分电路、并联电路、过流检测电路、警告和关断电路以及窗口比较器电路。
主要分为两类：线性电路和基于比较器的电路。求和电路、差分电路和并联电路属于线性电路。过流检测电路、警告和关断电路以及窗口比较器电路属于比较器的电路，用于在特定的负载电流条件下提供警报信号，以便能关闭系统电源。本章总结了各种电路的优势， 在探索各种电路时，会提供更多详细信息。
某些情况下，在较大的系统中需要测量流经各个负载的总电流。这些负载甚至可能由不同的总线电压供电，例如计算机系统的CPU和内存。这种情况下，求和电路能够为总电流测量提供极大的帮助。 在这一实施方案中，可将上一级的输出连接到下一级的参考输入，以便对多个电流感应放大器的输入进行求和。可用根据需要无限次地合理更改此实施方案。输出电压等于所有级的输入之和与其增益的乘积再加上Vref。
此电路要求每个级的增益相同。 将一个器件的输出连接到另一个器件的基准引脚能够让电路更加有用， 如下图所示。
可能需要测量进出系统负载的电流差异。在封闭系统中，有理由认为进出负载的电流是相同的。不过，也有可能会意外产生泄露电流，此电流会导致电流出现这一差异。此处所示的实施是一种双级求和配置，连接到第二级的接线是反向接线。因此，在本例中，如果进出负载的电流相等，则输出等于Vref。如果电流不同，则电流的差异将被器件放大，然后进行增益并于Vref相加。
TI提供的某些电流感应放大器具有集成式分流电阻器。例如，INA250就是如此，它能通过分流器处理15A的连续电流。若实际应用需要测量更大的电流，并联电路可将电流检测能力提高一倍。由于内部分流电阻是相同的，因此负载电流由两个分流器分摊。第一个通道的输出端连接到第二个通道的基准引脚，并将这些输出相加，这是求和电路的另外一种形式。
请注意，这种情况并非只适用于集成式分流器件。这种技术可用于外部分流器件，以便降低功率损耗以及管理单个分流电阻器的功耗和热限值。电流感应放大器的分流电阻器值和增益必须相同才能实现正常运行。
很多情况下，我们会使用电流感应放大器来检测是否存在过流情况。这是一种使用电流感应比较器INA300的常见过流检测实施方法。
可使用外部R限制电阻器和DAC或其他电压源来设置过流值。通过上拉电阻器将警报引脚上拉至电源。当差分输入电压Vsense高于所设置的限值时，警报输出将降低，以表明出现了过流情况。大多数电流感应比较器都具有其他特性，例如锁存模式和可编程的延迟时间。
接下来，我们来考虑一个警告和关断电路。
我们的目标是在电流超过警告阈值时发出第一个警报，并在电流超过临界阈值时发出第二个警报。可使用带双比较器的电流感应器INA302轻松实施此电路。通过外部电阻设置警告和临界阈值，警报引脚通过上拉电阻上拉至电源。在所示的案例中，当负载电流超过警告阈值时，警报2的输出将变低；当负载电流超过临界阈值时，警报1的输出将降低。请注意，警报2的延时时间是通过将外部电容连接到延时引脚而实现的。
最后一个是窗口比较器电路，每当负载电流超出所设置的窗口时，它都会发出警报。
此处所示的器件是INA303，其是一个带有双比较器的电流感应放大器。内部放大器的输出将传递到每个比较器，并于外部电阻器所设置的限值进行比对。这两个限值会产生一个正常运行窗口。两个比较器的输出连接在一起并通过上拉电阻器上拉至电源。每当电流感应放大器的输出超出窗口范围时，复合比较器的输出都会拉低电压来发出警报。
三、如何选择分流电阻器
在本章中，我们将探讨挑选分流电阻器的主要影响因素以及如何为应用计算最大的分流电阻值。同时我们还将简要地涉及分流电阻器容差误差。
首先，我们先定义一下什么是分流电阻器，也就是Rshunt。
它是指电流感应应用中的负载电流流经的电阻器。根据欧姆定律，被称为Vshunt或Vsense的差分电压是在Rshunt处产生的，随后，一个差分放大器，例如电流感应放大器会测量此差分电压。
选择Rshunt的值时，主要考虑两个因素：最小负载电流时所需的精度、最大负载电流时的功耗以及电阻器的相关尺寸和成本。
现在，本章来解释一下如何为电流感应应用确定最小电流精度。
为简单起见，在本例中，我们将只考虑放大器的失调电压误差，并忽略其他误差源，之后的视频中会讨论这些误差源。
放大器输入失调电压简称为Vos，它是由于低负载电流而产生低感应电压时的主要误差源。上图左侧表明，随着Vsense增大，Vos会减小。由于Vos是固定的，因此在分流电阻器处产生的电压越大，产生的电压越大， 测量越精确。也就是说，当输入信号变小时，这个固定的内部放大器误差会导致不确定性增大。我们使用Vos等于1mv的理论电流感应放大器来更详细地分析这种情况。
当Vsense等于Vos等于1mv的情况下，测量的不确定性为100%（在上图的左侧体现出来），如此图表和失调电压误差计算中所示。当Vsense增大到10mv时， 测量误差大幅下降到10%。现在我们知道电流最小时的主要约束是由Vos误差造成的，我们来考虑一下在电流最大时会出现什么情况。
上图左侧是负载电流固定时的功耗与分流电阻器中的功耗是其两端的电压与流过它的电流乘积或者是分流电阻与流过它的电流的平方的乘积。增大电流分流电阻器的值会增大电阻器上产生的差分电压，从而减小Vos产生的误差。但分流电阻器上的功耗也会增大，这样可能会导致在实际应用中造成发热、尺寸和成本问题。
在利用最小电流获得最高精度和利用最大电流获得最低功耗之间存在一个折中方案。
考虑这样一个应用：最小电流为1A，最大电流为10A，放大器的Vos等于1mv。红色图表显示了在最小电流条件下的失调电压误差波动与这种应用中的分流电阻的关系。
蓝色图表显示了最大电流条件下的功耗波动与分流电阻的关系。在此我们可用看到的是，增大分流电阻的阻值可以提高电流精度，但也会导致功耗增大。减小电流分流电阻器的值可以降低功耗要求，但也会导致测量误差增大。要找出最佳的分流电阻阻值，需要在选择电阻时兼顾应用对精度的要求和允许的功耗耗散量。
我们继续看这个案例。如果为此应用选择了一个5毫欧的电阻器，则在10A的最大负载电流条件下的功耗大约为0.5瓦，在1A的最小负载电流条件下的精度为20%。如果希望将最小电流精度提高到15%，可以选择大约6.6毫欧的分流电阻器。但在满量程时会消耗大约0.66W的功率，需要消耗的功率越高，分流电阻其的尺寸越大、成本越高，稍后会展示这种情况，因此需要折中的方案。
在本案例中，是以功耗增大32%为代价将误差降低5%，但可能会导致电阻器的尺寸增大、成本增加。电路设计人员需要决定在自己的应用中哪一项因素更为重要。
增大分流电阻器的值可以提高精度，但分流电阻器的值是有一个上限。应用中的最大电阻值取决于以下因素：要测量的最大负载电流、感应器件的满量程输出范围或器件后面的循环的满量程输入范围以及感应器件的增益。
最大电流电阻器值的计算公式为放大器的满量程输出电压除以其增益，然后再除以最大负载电流所得到的比率。需要注意的是，满量程输出范围取决于器件电源及其输出摆幅限制。到目前为止，我们讨论了感应放大器失调电压误差以及它对系统总体精度的影响。
这两种分流电阻器都不是理想的选择，它们的不足之处还会对系统精度产生重大影响。 在分流电阻器的各种不足之处，它的容差是一个重要的误差源。此容差表示为一个百分比，被定义为相对于理想电阻值的最大偏差。
实际电阻可能因正向或负向容差量的不同而不同，例如，10毫欧1%容差分流电阻器可以测量10毫欧±0.1毫欧的电阻。也就是说，它可以在9.9毫欧至10.1毫欧之间变化。
与放大器失调电压误差不同，分流容差误差部分在整个负载电流范围内都是恒定的。现在，我们来看一个示例以便更好地理解我们到目前为止讨论的内容。
在本例中，最小电流为100mA，最大电流为10A，我们为此选择INA199 A1作为电流感应放大器，它的最大Vos规格为150uV。
对本例中，为简单起见，我们将忽略其他放大器误差源。 此器件的增益为50，所需的满量程输出电压为5V，使用我们此前介绍过的公式，我们计算出最大Rshunt为10毫欧。10毫欧分流电阻器在10A电流条件下的功耗为1W，在100mA的电流条件下，失调电压造成的误差为15%。在最大电流条件下，失调电压造成的误差为0.15%，但在满量程输入时，存在起决定性作用的其他误差源，例如放大器增益误差和分流电阻器容差误差。因此如果选择具有1%容差的电阻器，而且INA199 A1的最大增益误差为1.5%，则满量程条件下的总误差为1.8%。总误差源的计算方法是将误差源相加求均分根，本系列的其他视频将详细介绍。如果所选的分流电阻器的容差大于1.5%，则此容差将决定本例中的满量程误差。下表列出了具有不同公差和功率额定值的10毫欧电阻器的单价。
可见电阻器的功率越高、尺寸越大，通常就越贵。选择精度更高的低容差电阻器时，也需要支付更高的价格和预留更大的电路板空间。
综上所述，在本章我们介绍了分流电阻器，并介绍了最大电流条件下最小电流精度与功耗之间的折中方案。随后，我们讨论了如何计算应用中的分流电阻器的最大值。 最后我们简要探讨了分流电阻器容差误差及其对系统精度的影响。
四、分流电阻器的布局
在本章，我们将讨论PCB的设计指南、分流电阻器的Rshunt的布局以及电流感应放大器电路。
分流电阻器相对于电流感应放大器的布局应遵循以下三条经验法则：靠近电流分流监控器、使用开尔文连接以及在尺寸、位置和着陆垫设计中适当遵循电阻器制造商的建议。
我们来详细看看每一条法则。
1、将分流电阻器放在靠近放大器的位置。
这是非常重要的，因为这样可以避免由于长迹线而导致复杂化。这些迹线上的电压和电流很小，因此电磁干扰和噪声会构成问题。此外，寄生引线电容和哪怕很小的电阻都会导致系统的误差增大，尤其是在使用非常低的分流电阻时。
此外，不推荐使用长度不匹配的迹线，这与上述的原因是相同的。
虽然此处所示的示例是极端情况但必须注意，如果迹线电阻与放大器的分流电阻器不匹配，则可能会因线路上存在的输入偏置电流而产生失调电压。这些误差可能很小，但最好从根本上杜绝该问题。
2、使用卡尔文连接。
以下是一个良好布局的示例。
请注意，分流电阻器放在靠近放大器的位置。高电流路径从左向右流经电阻器和大负载迹线。电阻器垫与放大器之间采用开尔文连接，这些连接可提供要测量的差分电压。布线长度非常短。流经这些迹线的电流极小，通常约为几十uA。因此，从电阻器到监控器这一路径上的电压损失非常小。总之，这些技术会强制大部分电流流经分流电阻器，电流路径检测到的电阻值将接近电阻器的绝对值。这样就能够在Rshunt两端精确地产生我们需要的感应电压并将其传递到电流感应放大器。
以下是一个不良布局的示例。
请注意，分流电阻器仍然放在靠近放大器的位置。同样，高电流路径从左向右流经电阻器。电阻器的左侧与放大器之间采用开尔文连接。但另外一个路径只绑定到高电流路径。流经左边迹线的电流极小，通常为几十uA。但经过右边迹线的高电流路径可能会承受几十A的电流。这意味着迹线电阻会产生比上一个示例大得多的误差电压，并且两个输入之间采用了开尔文连接。
一条长0.25mm、宽0.6mm的1oz铜迹线的阻抗约为193微欧。如果将此布局与8毫欧的分流器配合使用并且流经电路的电流为10A。则10A电流会在电阻器两端产生80mV的压降，并在迹线两端产生额外的1.93mV压降，导致测量误差大约增大2.5%。
3、制造商通常为专用电阻器提供建议。
在本例中，建议可能是对高电流路径使用大电阻垫，对采用开尔文连接的迹线采用小电阻垫。大部分电流流经电阻器上经过修整的那一部分，并且可以随意对开尔文连接进行测量，几乎不会受到负载干扰。
通常可以在这些电阻器的数据表中找到着陆垫的使用指南。因此如果使用了专用电阻器，请务必遵循这些指南。
五、不同错误源介绍
在本章中，我们将介绍电流感应放大器电流中最常见的误差源。本系列的后续内容会进一步介绍每个误差源。
有多个误差源会影响电流感应电路。它们可划分为三个主要类别。
第一类误差是失调电压误差。
简称Vos的输入失调电压、简称CMRR的共模抑制比和简称PSRR的电源抑制比都会在器件的输入端产生失调电压，此电压在整个输入范围内基本保持恒定。失调电压误差通常是在低输入电平条件下的主要误差类型。
第二类误差是增益误差。
放大器的增益误差和线性度以及分流电阻器的容差都会产生随输入信号电平变化的误差。增益误差通常是高输入电平条件下的主要误差类型。
第三类误差主要取决与应用的具体情况。
这包括由偏置电压、温度变化、输入滤波器、频率响应限制以及任何其他干扰信号造成的误差。顾名思义，这类误差主要影响可能因应用和器件类型的不同而大相径庭。
系统设计人员通常需要综合考虑这些误差源以计算系统的总误差并确保总误差满足设计人员的要求。
通常可通过两种方法达到这一目的。
第一种方法是对所有最大可能误差求和即可计算出最坏情况下的总误差。这是一种非常保守的方法。但是，通常的统计分析认为这些误差是分布存在的。但要找到一种每一种误差都达到最大值的器件几乎是不可能的。
第二种方法是比较现实的方法是利用均方根，也就是RSS来综合考虑各种误差类型以确定接近总误差的值。
要使用这种方法，需要计算每个误差源最大值的平方并将它们相加，然后对结果求平方根。
接下来我们来看一个失调电压误差的案例。
这是一个参考输入规格，简称RTI规格。必须在器件增益之前为输入增加点什么。对于本示例，我们将考虑一个增益为50V/V、输入失调电压Vos仅为100uV的放大器。输入电压范围VIN为0-100mV。要计算Vout理想值，也就是没有其他任何误差的放大器理想输出电压，将输入电压乘以增益即可。 这样会得出一个0-5V的电压范围。要计算Vout实际值，也就是实际输出电压，必须将输入失调电压Vos与输入电压相加，然后再乘以增益。这样会得出一个5mV至5.005V的电压范围。要计算误差百分比，需要将Vout实际值的减去Vout的理想值将其差取绝对值再除以Vout理想值。我们来看一下这误差计算的结果。
左侧的图标以V为单位显示了实际输出与理想输出之间的输出误差，在0至100mV的整个输入范围内，此误差是5mV的恒定值。通过计算误差百分比，我们可以得到一个大相径庭的结果。
误差在输入电压为0V时变得很大，其原因在于与0V的理想值相比，5mV的误差电压显得很大。随着输入电压的增大，误差显著减少，并在输入信号为10mV时降到1%以下。
设定特定的工作区域有助于减小这些失调电压误差。保持一个远远大于输入失调电压的输入电压可以减小输入失调电压对测量的影响。
现在我们来考虑一个展示了增益误差的类似示例。
为简单起见，我们将忽略所有的输入失调电压。在这里，我们将考虑一个增益为200V/V、增益误差为3%的放大器。输入电压范围为0mv至100mV。同样，要计算Vout理想值，将输入电压乘以增益即可。这样会得出一个0V至20V的电压范围。要计算Vout实际值，只需将输入值乘以增益再乘以（1±EG/100) ,这样会得出一个0V至20.6V的电压范围。误差百分比的计算公式和以前一样。同样，我们来看以下计算结果。
左侧的图表以V为单位显示了 实际输出与理想输出之间的输出误差。在本例中，我们可看出误差电压以线性方式随着输入电压的变化而变化。接下来绘制误差百分比图表可得出不同的结果，在本例中是在整个输入范围内保持恒定的3%。如果继续考虑到放大器非线性的影响，误差将不再是直线。相反，它看起来会更像蓝色曲线。具体情况取决于放大器的内部架构。
本章建议选择一个增益误差规格达到甚至超过您的总误差要求的放大器。
最后，我们来考虑一些其他类型的误差。
温度的变化通常会影响电流感应放大器和所有集成电路的性能。 产品数据表中通常会指定输入失调电压和增益误差漂移与温度之间的关系。PSRR和CMRR不一定具有漂移价值，但始终具有室温和整个工作范围内的最小值和最大值。分流电阻器值的变化由电阻器制造商指定，这一变化通常称为电阻器的温度系数。电流感应放大器中的输入偏置电流通常大于传统的运算放大器、差分放大器或仪表放大器。
一般来说，这些偏置电流小于50uA，但根据具体的系统，它们可能会在电流电平极低但电阻很大的情况下产生一些问题。最后，一些特定于应用的其他因素，例如印刷电路板，也就是PCB的布局、器件输入端的无源滤波以及器件内部架构的其他某些方面，也可能导致测量不准确。
请记住，本章只是对每种误差源的一个简介。后续内容会更加详细地介绍每种误差源以及如何在设计中管理这些误差源以实现高性能。
六、增益误差
本章中，我们将介绍电流感应放大器电路中的增益误差。
总增益误差包括器件的内部增益误差、器件增益随温度的漂移以及器件线性度。从技术上而言，分流电阻器容差也会导致系统增益误差，但本章仅关注器件的增益误差。 增益误差与失调电压误差的不同之处在于，它在线性动态范围内对整个系统误差的贡献百分比相同。
通常情况下，增益误差是高输入信号电平条件下的主要误差类型。典型的电流感应放大器简称为CSA，对于该器件，其器件增益由内部网络电阻器RF与RINT之比进行设置的。
这些电阻器不用于提供精确的电阻。相反它们具有精确的比率，因为正是通过该比率来设置器件增益。最大和最小增益曲线中的最坏情况设置了电流感应放大器中可能的线性增益误差界限。 请注意，该图假设具有完美的线性度。
线性误差是度量增益曲线线性度的规格。为了表征线性度，针对N个数据点对器件的输入进行扫描。使用位于满量程输出范围10%和90%的两个数据点通过线性近似来计算校准的增益曲线。
如果电源电压为5V，则考虑的两个点为0.5V和4.5V。确定校准增益需要计算线性斜率和失调电压。数据表中指定的线性误差是由距离校准增益曲线最近的数据点设置的。线性误差百分比的计算方法为：测量的输出电压减去校准后的输出电压，然后再除以满量程输出电压范围。
通常，线性误差远小于最大增益误差，可以忽略不计。不过，如果系统要执行该两点增益校准，则线性误差会变得更加重要。如果通过测量两个数据点并计算线性增益确定了实际系统中CSA的确切增益，则剩余的误差仅为线性误差和增益漂移。
务必要了解，CSA的增益误差规格仅在器件在数据表的测试条件内工作时适用。一旦环境温度偏移增益误差测试条件，工程师就必须考虑增益漂移。例如，如果系统环境温度在-10℃到100℃的范围内变化，那么最大增益误差是多少呢？接下来，我们来计算
总增益误差等于初始增益误差与增益漂移误差之和。在25℃下测试的初始增益误差最大为0.2%。在确定漂移分量时，工程师需要确定漂移规格，然后乘以相对于初始增益误差测试温度条件的温度变化。有重要意义的温度变化是从100℃到25℃。只应考虑相对于25摄氏度的最大绝对变化，因为增益误差规格几乎始终为正或为负。请注意，将百万分之一单位转换为百分比的简单方法是乘以10的负四次方。因此，如果我们继续按照百分比进行计算，则最大增益误差为±0.2275%
CSA的最坏情况增益就是最大和最小可能增益。要计算这些最坏情况增益，只需将所有增益误差百分比相加，然后除以100即可得出增益误差因子。最后用1加上或减去该增益误差因子。由于所有增益误差规格中的大多数都以0为中心具有对称性，因此最大和最小增益以标称器件增益为中心具有对称性。
务必要了解增益误差何时是可靠的。像大多数放大器一样，CSA的输出受其电源电压的限制，并且电压只能在电源轨附件很小的范围内摆动。 输出的摆幅大小由称为相对于负电源轨的摆幅Vsn的规格和相对于正电源轨的摆幅Vsp进行设置，Vsn也称为相对于接地的摆幅。尽管相对于电源轨的摆幅规格设置了输出范围，但未设置放大器的线性区域。为了实现适当的放大器增益，输出必须处于线性区域之内。线性区域的范围取决于多个因素，但最佳做法是不违反数据表中输出电压与输出电流间的关系曲线，并在相对于电源轨的摆幅规格内将线性输出范围分配为几十至几百毫伏，始终在小于整个可能线性区域的区域内测试增益误差。因此，了解如何设置适当的输出线性区域并最大程度地扩大放大器的精确动态范围很有用。
让我们以INA210为例。确定线性输出区域。我们假设采用5V的电源电压和2.5V的参考电压。如果我们查看数据表的电气特性表，则可以填写该图表。对于相对于电源轨的摆幅规格，可以看到相对于接地的摆幅为50mV，相对于正电源轨的摆幅为Vs-200mV，对于5V电源轨，这可以转换为4.8V的输出电压限制。
接下来可看到在整个温度范围内-5mV至5mV输入范围指定了增益误差。由于INA210的增益为200V/V,并以2.5V的基准电压进行补偿，因此这意味这增益误差是在1.5V至3.5V之间进行测试的。请记住，输出电压始终等于基准电压加上输入电压再乘以G。
接下来，是时候设置合适的线性区域了。只要我们不违法任何输出电流条件，就可以保守地将线性区域设置为低于Vsp 50mV和高于Vsn 50mV。这相对于输出电压的范围为100mV至4.75V，当以输入为基准时，这相当于-12mV至11.25mV的感应电压。
接下来，我们来考虑一个INA210的案例。
该器件的增益设置为200V/V，最大增益误差为±1%。可用的电源为5V电源轨。 考虑的输入电压范围由负载电流和分流电阻器设置， 其值为500mV至22.5mV。要计算理想的输出电压，我们只需将输入电压乘以增益。这样会得到100mV至4.5mV的范围，该范围正好处于正常工作输出区域之内。图中的Vout_max和Vout_min显示了最大和最小可能输出电压公式。在确定最坏情况误差时， 最好将正增益与正失调电压相配对，反之亦然，负增益与负失调电压相配对。
左侧的图以mV为单位显示了实际输出与理想输出之间的输出误差。在本例中可以看出，误差电压以线性方式随输入电压而变化。右侧绘制了相对误差。如前文所述，相对增益误差在整个输入范围内是恒定的。总误差曲线包含失调电压误差，因此误差以x分之一的关系增加。我们建议选择一个增益误差规格能够达到甚至超过您的总误差要求的放大器。
接下来，我们来考虑一个使用INA226的示例。
该器件是数字电流感应监控器，用于将分流电压转换为数字代码。在确定数字CSA的增益误差时使用相同的理论，但数学工具会发送变化，因为输入电压不会放大，而是转换到数字领域。在计算过程中，增益是分流电压最低有效位的倒数。由于增益误差在整个范围内都是相同的，因此我们可以将理想分流电压乘以增益和增益误差因子以确定最大和最小最坏情况代码。
正如我们看到的，数字器件的误差响应与模拟器件相同。左侧的绝对误差以线性方式增加，相对增益误差为常数，包括失调电压的总相对误差具有反比关系，因此在较高的分流电压下，曲线接近增益误差。
七、共模抑制比
在本章中，我们将介绍共模抑制比，简称CMRR，介绍如何计算其产生的误差以及如何最大程度地降低相关误差。在先前的章节，我们介绍了平方和根RSS，这是电流感应放大器的总误差公式，如下图所示。
本章将重点讨论共模抑制比CMRR产生的误差。CMRR是数据表电器特性中提供的一项规格，如该表所示。
那么，什么是共模抑制比？共模抑制比是对器件抑制器件正负输入共用信号的能力的度量。放大器的理想CMRR是无限的，其输出不会共模电压的变化而变化。不过，由于材料和设计的限制，器件CMRR不能达到无限。
因此，共模的未抑制部分增加了该感应负载，从而对电流感应放大器的精度产生影响。在该图中，我们在感应放大器的输入端看到一个大阶跃信号，该输入端在输出端产生了一个小得多的阶跃信号。输出电压变化与共模电压变化之比与器件的直流和低频信号CMRR成正比。
从器件样本集上的共模阶跃中获取的直流测量值用于生成电器特性部分中提供的规格。请务必注意，该规格仅对直流和低频下的共模电压信号有效。这时可能会问，什么样的频率可以被视为低频？截至点是什么？
这可以通过数据表典型特性部分中CMRR与频率间的关系图进行确定。我们此时看下图。
此时我们从该图中了解到的是，当共模电压的频率增加到-3dB截止值时，输出端未抑制的信号将增大。
对于CMRR规格，我们需要了解的另外一个重要细节，它适用于mV量级的小型周期性共模电压。对于具有1V或更高共模摆幅的大型瞬态共模信号，应使用数据表中的共模阶跃响应图。
根据该图，我们所考虑的器件的稳定时间可能比所需的时间更长，例如此处的示例，在经过略长于25us的时间之后，50V共模输出端稳定至100mV变化。请注意，并非在每个电流感应放大器数据表中都提供了该图。
在较高层面介绍了什么是CMRR之后，现在让我们深入探究相关的数学知识。传统的教科书将CMRR定义为差分增益与共模增益之比。从较高层面而言，增益定义为输出相对于输入的传递函数。差分增益项的输入为感应电压，而共模增益的输入为共模信号Vcm的变化。差分增益的输出就是内部放大器乘以感应电压。对于共模增益，将相同的放大器增益乘以由共模产生的输入失调电压。在通过消除感应电压项和增益项来简化公式，可看到Vcm变化与Vos变化之比。
CMRR会减小信号并因此使比率小于1， 此时，我们可能会问是否应该将比率反转？实际上，当我们考虑将以dB为单位的共模信号减去或除以dB为单位的CMRR值时，该比率与我们先前的定义一致。根据对数的性质，减去值A的对数等于A分之一的对数。因此，我们可以将数据表中提供的对数dB值转换为线性V/V比，从而便于进行错误计算。
在我们的转换中，可以看到我们使用了最小CMRR规格。这是因为较小的CMRR和dB对应于较弱的抑制。因此，如果我们想知道最坏情况下误差将是多大，则应使用最小值。
提醒一下，大多数电流感应放大器的误差可以概括为实际分流电压的偏差与理想的分流电压之比。理想分流电压对应的偏差就是失调电压。在前文中，我们介绍了失调电压误差，其中包括通常在室温下特定共模电压和特定电源电压的影响。由于数据表中定义的共模误差已经包含在失调电压误差计算中，因此CMRR误差将以失调电压为中心以找到共模，并且仅为高于或低于该值的非零值。对于大多数器件，该值为12V。
接下来我们来计算一个示例系统中的CMRR误差，该系统的最小负载为5A，理想分流电阻为1毫欧。
乍一看，LMP8646似乎很合适，因为它可以适应我们的48V共模。
请注意，根据共模范围， 定义了两个CMRR值。由于我们的共模是48V，因此使用了95dB值。
通过转换方程，我们将95dB转换为17.8uV/V。根据失调电压规格，对于不等于2.1V的共模，只有CMRR会产生额外的误差。
理想分流电压等于我们的负载电流与分流电阻器的乘积，所得到的结果为5mV。使用我们在前面提到的失调电压误差公式，计算结果达到了惊人的16.3%。这样看来，此测量的意义不大。
大多数工程师提出的第一个问题就是如何改善这种情况并最大限度地减小CMRR误差？可以通过两种方法来实现这一目的。
首先第一种是可以增大分流电压，这意味着增大分流电阻。第二方法是可以增大CMRR，这就需要选择一个不同的器件。
由于成本、布板空间或功耗的原因，增大分流电阻可能可以也可能不可以。
此时我们来考虑第二个方法，选择一个具有更高CMRR的不同器件。让我们来看看之前举过的一个案例，但将器件替换为一个具有更高CMRR规格的器件，如INA240，该器件具有120dB的最小CMRR。
120dB对应于1mV/V，我们可以将其插入到前面的公式中。
此时我们可以看到，在相同的工作条件下进行的这种器件交换使误差从惊人的16.3%降至合理值0.72%。
在继续后文前，我们需要强调一下，最小的工作负载将产生最坏情况的误差，这就是我们在分析中使用它的原因。
接下来我们来总结一下我们在该章学到的知识。 首先，共模抑制比定义了在更改分流放大器两个输入端的公共电压时输出电压的变化大小。其次要计算CMRR误差，如果未采用V/V单位形式，则应首先将CMRR转换为该单位，然后将CMRR与数据表共模和预期设计共模之间的差值相乘，得出结果，最后得出该乘积与理想分流电压之比。为了最大程度地减小CMRR误差，我们可以通过增大分流电阻来增大分流电压或者通过选择其他器件来增大CMRR。使用最小CMRR规格来进行最坏情况分析。最后CMRR依赖于频率
八、温度误差
在本章，我们将重点讨论温度如何影响各种误差源和电流分流监控器测量。如果我们查看任何给定的数据表就，就可以看到散步在多个表中与温度相关的信息。
温度第一次通常出现在绝对最大额定值表中。在该表中，我们可以看到它在性能下降或失效之前可以承受的工作温度和贮存温度。
在该表中找到的范围可能会更宽，具体取决于我们查看的是典型商用器件、符合汽车标准的器件、军用级器件还是航空级器件。
除了ABS最大值表，我们还会看到电器特性表。
在该表的上方，我们可以看到一个温度或温度范围，大部分表规格测量值都是在该温度或温度范围条件下收集的。
对于在不同范围中手机的规格，我们可以在“条件”列中看到一些指定的温度范围。
在先前的章节中，我们介绍了平方和根RSS，这是电流感应电路的总误差公式，如下图所示。
本章将重点讨论与温度相关的误差。快速浏览一下下图公式，可以发现没有名为电子温度的特定术语。
那么是什么导致了温度误差呢？事实证明，在RSS公式中找到的多个误差项的计算中需要包括温度的影响。相关的误差项包括增益误差（Gain error）、分流容差（Shunt tolerance）和输入失调电压误差（Input offset voltage error）。
在将温度纳入这些误差计算时，通常使用一个称为百万分率的单位，即PPM。
PPM是科学界用来表示极小分数的无单位系数，如5PPM等于一百万个单位中的5个单位。由于我们经常计算误差源的百分之比，因此我们将会涉及PPM系数的方程简化为乘以万分之一，如下图右侧所示。
因此在RSS公式中，通常可以将所有项归为两类。一类是增益误差，另一类是失调电压。增益误差子集包括增益误差、非线性和分流容差规格。
通常，非线性误差很小。其漂移幅度甚至可以忽略不计。因此，数据表中通常不提供该项。
对于分流误差，通常可以在单独的数据表中找到该规格，因为只有少数几个电流分流监控器包含内部分流器。对于室温下的增益误差，我们只需要从数据表中选取最大规格并将其插入到RSS公式中 。
不过，如果我们的温度不是25℃，则需要引入增益误差漂移系数，如下图所示公式。
ΔT对应于温度相对于25℃或电气特性表正上方列出的典型温度的误差。
我们来看一个案例。
我们计划在温度最高为105℃的环境中运行我们的器件。我们需要500V/V的增益。因此我们决定使用以下器件。从电气特性表中，可以看到25℃的增益误差为±0.4%。
可以看到最大增益误差漂移为7PPM/摄氏度。如果我们将工作条件和器件规格带入到增益误差公式中，则可以得到0.456%。
如果产生的误差超出我们的承受能力，则可以考虑使用散热器，也可以选择其他器件。在选择其他器件时，我们会发现，较好的漂移规格通常伴随着较好的增益误差规格。
如前文所述，在我们的电流分流监控器数据表中通常找不到分流电阻容差，因为大多数电流分流监控器不包含内部分流器。不过，有些器件具有内部分流器。典型器件就是INA250这种器件，如下表所示。 
在该表中，可以看到INA250内部分流器的电阻范围为1.9998毫欧至2.002毫欧。要获取百分比形式的分流器误差，只需从最小值或最大值减去典型值的绝对值，然后我们将该值除以典型值，得到相应的商，最后我们再乘以100%，得到百分比值。
第二个表是从电阻器制造商的数据表中提取的案例。从制造商的表中，我们可以看到给定的分流器可能具有各种容差和不同的漂移性能。 
在制造商的表中，温度系数位于TCR下方。我们通常采用的PPM被替换为10的-6次方。
很简单，分流器容差是一个线性加法器。1%的分流电阻会产生1%的误差，而0.1%的分流器只产生0.1%的误差。对分流器容差产生折衷影响的是分流电阻的物理尺寸以及成本。尽管如此，对大多数分流电阻影响最大的实际上是温度系数。
可以轻易地找到容差为1%甚至0.5%且定价十分合理的分流器。不过，如果您需要获得在温度变化时的稳定性，我们预计环境温度范围会波动，幅度高达100℃。
根据这些条件，200PPM电阻器的最高工作温度将导致几乎2%的额外误差，而15PPM电阻器将使0.1%的初始误差增加0.15%。显而易见的是，对于高精度分流器，温度系数会成为起决定性作用的误差源。
我们确实有一些具有内部分流器的器件，因此我们来看一个示例。我们将使用INA250，我们假设该器件将承受125℃的最高建议工作温度。使用我们以前的分流器容差公式，我们可知25℃的分流器容差误差为0.1%。
当我们考虑125℃温度产生的漂移时，可以看到误差变为0.35%。
回忆一下我们之前的内容，随着温度系数的增大，外部分流器可以使误差显著增大，这样我们就可以理解INA250等器件带来的价值。内部分流器可提供良好的引线匹配并减小布板空间，最重要的是可在整个温度范围内实现极低的漂移。
铜板布线这种分流实现方法可能使人愿意一试，对于精度至关重要的应用，我们强烈建议不要使用此类方法。
主要原因如下：电路制造商没有完善的制造能力，因此，所生产样板的公差可能比可接受的公差要大很多。 其次铜对温度非常敏感，因此随着系统环境温度的变化，引线分流器的电阻可能会发生很大的变化。第三个原因与此相关，流经引线的电流会在引线或相邻组件中产生热量从而导致电阻发送变化。
此时我们可能会疑问温度对铜引线的影响有多大，那么我们来看一个案例。
与之前的内部分流器示例相反，我们将使用温度变化相对较小、仅为40℃，铜电阻公式使用20℃作为参考温度而不是25℃。我们预计最高温度为60℃。该公式的典型铜系数是0.00393。如果我们的电阻在20℃下为1毫欧，那我们可以预计电阻在60℃为1.157毫欧。该漂移会使电阻发生变化，因此其现在具有15.72%的误差。这甚至不包含制造引入的误差。
现在我们来讨论数据表中通常指定的受温度影响的最后一个误差源即以输入为基准的失调电压误差。与之前的规格不同，温漂通常以nV/℃为单位指定。这是因为需要将温度范围内的整个失调电压变化与Vsense进行比较。
现在，我们来看一个温漂示例。由于低失调电压规格，我们决定使用INA190。
该器件的温漂为80nV/℃，我们的最高工作温度预计为85℃。将我们的条件和规格带入到失调电压公式中，可以得到19.8毫伏。如果我们获取失调电压与Vsense之比，并将其乘以100%，将得到0.198%，即使失调电压增加1.32倍，该值也远低于1%。
接下来我们来总结一下本章内容，温度会影响增益误差、分流容差和输入失调电压。漂移规格通常具有PPM或某种单位的电压/摄氏度。最后，为了精确测量，应避免使用铜引线。
九、 电源抑制误差
在本章中，我们将深入介绍电源抑制误差。在之前的视频中，我们介绍了均方根即RSS，也就是用于电流感应放大器电路的总误差公式，如此处所示。
请注意，这里可能并未显示所有误差项。典型数据表中指定的最常见误差源包括：输入失调电压（简称Vos）、共模抑制比（简称CMRR）以及电源抑制比（简称PSRR）。
器件数据表的电气特性表格中提供了这些误差，如上表所示。
本章的其余部分将重点介绍PSRR。电源抑制比用于衡量由于放大器电源电压Vs的变化而导致器件失调电压Vos的变化。当放大器电源电压从器件电气特性表格中的测试电源电压VSDS更改为所应用系统中的电源电压VS-sys时，所有其他参数保持不变，但它的输入失调电压会从Vos1更改为Vos2，此处变化体现为PSRR。 
Vos的变化越小，PSRR规格越高。这里显示了用于计算PSRR误差的公式。
它只是电源变化造成的Vos变化与理想分流电压的比率。 Vshunt_Ideal是负载电流与理想分流电阻器的乘积并忽略了电阻器自身的容差和漂移，我们将在其他章节讨论电阻器的容差和漂移。
在器件数据表中我们可以发现，此值是以uV/V为单位指定的线性值或者以分贝为单位指定的对数值。请注意，最坏的情况取决于它是哪种指定值。
我们将使用20A的标称负载电流和1毫欧的理想分流电阻来计算示例系统中的PSRR误差。
我们将使用INA195作为放大器。理想分流电压等于负载电流与分流电阻的乘积，结果为20mV。系统中使用的电源电压为15V。如前文所述，如果以对数形式指定PSRR，则首先需要将其转换为线性规格。 但在此例中，我们已经以线性方式指定此值。使用PSRR误差公式计算出来的误差为1.5%。 大多数工程师提出的第一个问题是如何改善这种情况并最大程度减小此误差？
可以通过两种方法来达到这一目的：首先，可以增大分流电压，这意味着增大分流电阻。其次，提高PSRR规格，这意味着需要选择一个不同的器件。由于成本、电路板空间或功耗的原因，增大分流电阻可能行也可能不行。
我们来考虑方案2，选择一个具有更高PSRR规格的不同器件。我们来看看之前举过的案例，但将器件替换为一个具有更高PSRR规格的器件，也就是10uV/V的INA214。此时我们可以看到这样会导致误差仅为0.5%
分子中另一个系数是导致误差如此低的主要因素，指定的失调电压为5V，因此通过15V的系统电源，10V的差值将大于INA193中的3V差值。
如果使用同样的3V电源差值，PSRR误差将只有0.15%，是INA195的十分之一。
接下来我们将总结本章的内容：首先，电源抑制比是一个指标，用于衡量放大器电源电压变化导致器件失调电压发生的变化。其次，电源抑制误差是相对于理想分流电压计算出来的。第三，电源抑制误差与电源电压差值成正比。最后为了减小PSRR误差，可通过增大Rshunt来增大Vshunt或者选择另外一个器件以提高PSRR规格。
十、分流电阻容差误差
在本章中，我们将深入了解分流电阻器容差误差。在之前的内容中，我们详细地介绍了均方根即RSS，也就是用来电流感应放大器电路的总误差公式，如下图所示。
请注意，这里并没有显示所有误差项。本章将重点介绍分流电阻容差。分流容差是唯一一个与电流感应放大器自身无关的误差项，但却是造成系统误差的一个关键因素。它会影响系统的性能，此影响的特征与增益误差对电流感应放大器自身产生的影响相同。
分流电阻器的容差由分流电阻器制造商定义，可以在电阻器的产品数据表中找到。
它通常以百分比来指定。5%的分流器最多可以与其理想值偏离5%，并直接导致系统的增益误差最多增大5%。分流器的容差越严格，系统的误差增幅越小，可预测性就越高。
对于电阻器，需要注意的另一点是温度系数。
此规格通常称为tempco，用于描述电阻器在其标准工作温度范围内的变化。温度系统通常用ppm/℃来计量，将此数字除以10000即可得到以百分比/℃单位的变化。
温度系数为100时，会在温度发生50度的变化时导致误差额外增大0.5%，而当温度系数为10时，在温度同样发生50度的变化时，误差增幅会大幅减小，仅为0.05%。
分流电阻器经常有高电流流过或者靠近电流板上的发热组件。因此在设计系统时，如果预计温度会大幅波动，请务必记住这一点。
这里显示了用于计算分流容差的公式，此误差只是实际输入分流电压与理想分流电压之间的偏差百分比。
V Shunt_Ideal是负载电流与理想分流电阻器的乘积，并忽略了电阻器自身的容差和温漂。事实证明，分流器产生的误差等于总分流误差。
当需要考虑温度的影响时，总分流误差包括初始容差加上温漂。总分流容差以百分比表示。除非在本章中有另外说明，否则分流容差与总分流容差这两个概念是相互互换的。
在该案例中，我们希望在1-20A范围内测量过载电流。分流器的规格如下所示-标称电阻等于1毫欧，初始容差等于1%，温度系数等于100ppm。使用我们的分流误差公式，计算出来的误差为1.5%。如何改善这种情况并最大程度减小此误差？
可通过两种方法达到这一目的。首先可以选择一个高性能分流器，这意味着需要选择一个初始容差小、温度系数低的电阻器。其次，可以充分利用系统校准。
此时我们回过头来看之前的案例。如果将分流器替换为精确度高得多分流器。此处ShuntTol=0.25%，温度系数为百万分之10。此时我们可以计算出eshunt等于0.3%。需要注意的是高精度的分流电阻器的成本可能会高得多。
有多种分流电阻可用于电流感应应用。最常见的是使用低电阻、低容差、高功率的电阻器来处理几十A的电流，而电源只会出现很小的压降。更大的电阻器可以在失调电压误差起决定性作用的动态范围的低端提供更好的信号。
但更小的电阻造成的压降更小，功耗更低，因此它们通常是适用于大电流测量应用的更佳选择。
对于采用开尔文连接引线或典型几何形状的电阻器，请遵循制造商的布局指南。有时，这些电阻器的容差基于它们在工程制造和修整时所处的测量位置。如果不遵循制造商的指南，则最终很可能会超出电阻器的规定容差。 
接下来让我们回顾一下本章的内容：首先分流容差由制造商指定。其次，分流容差可能是电路中的主要误差源。第三，电流感应所需的典型分流电阻器是低电阻、低容差的电阻器。最后应当始终遵循电阻器制造商的布局指南。