本博文通过实例对控制系统频域分析进行介绍,展示使用 M A T L A B MATLAB MATLAB对控制系统进行频域分析,目的是让同学们掌握使用 M A T L A B MATLAB MATLAB对控制系统进行频域分析的方法。
- 控制系统方框图
- 控制系统代码区
①建立控制系统模型
%建立控制系统模型
G1=10;
G2=tf([1 40 0],[1]);
G3=400;
numG4=1;denG4=conv([1 0],[1 1]);G4=tf(numG4,denG4);
G5=tf([1],[1 10]);
%系统开环函数
G23=parallel(G2,G3);
G123=series(G1,G23);
G45=series(G4,G5);
G=series(G123,G45)
>>
G =
10 s^2 + 400 s + 4000
---------------------
s^3 + 11 s^2 + 10 s
Continuous-time transfer function.
② 由 M A T L A B MATLAB MATLAB结果得,控制系统开环传递函数是
G ( s ) = 10 s 2 + 400 s + 4000 s 3 + 11 s 2 + 10 s G(s)=\frac{10s^2+400s+4000}{s^3+11s^2+10s} G(s)=s3+11s2+10s10s2+400s+4000
③ 绘制伯德图
a. b o d e 命 令 bode命令 bode命令
figure(1)
bode(G);
b. m a r g i n 命 令 , 可 得 出 幅 值 裕 度 、 相 角 裕 度 、 截 止 频 率 、 穿 越 频 率 margin命令,可得出幅值裕度、相角裕度、截止频率、穿越频率 margin命令,可得出幅值裕度、相角裕度、截止频率、穿越频率
figure(2)
margin(G);
④ 绘制尼柯尔斯图
%绘制尼柯尔斯图
figure(3)
nichols(G);
ngrid;axis([-270 0 -100 100]); %坐标范围
⑤ 奈奎斯特图
%奈奎斯特图
figure(4)
nyquist(G);
axis equal %调整纵横坐标
- 知识点剖析
a.伯德图绘制
命令格式: [ m a g , p h a s e , w ] = b o d e ( s y s ) [mag,phase,w]=bode(sys) [mag,phase,w]=bode(sys)
幅值结果存在 m a g mag mag中;
相角结果存在 p h a s e phase phase中;
命令格式: [ G m , P m , W c g , W c p ] = m a r g i n ( s y s ) [Gm,Pm,Wcg,Wcp]=margin(sys) [Gm,Pm,Wcg,Wcp]=margin(sys)
幅值裕度、相角裕度、截止频率、穿越频率标注在图形标题端。
b.尼柯尔斯图绘制
命令格式: [ m a g , p h a s e , w ] = n i c h o l s ( s y s ) [mag,phase,w]=nichols(sys) [mag,phase,w]=nichols(sys)
c.奈奎斯特图绘制
命令格式: [ r e , i m , w ] = n y q u i s t ( s y s ) [re,im,w]=nyquist(sys) [re,im,w]=nyquist(sys)
- 频域分析知识点延伸
① 控制系统的频率特性
定义:谐波输入下,输出响应中与输入同频率的谐波分量与谐波输入的幅值之比 A ( ω ) A(\omega) A(ω)为幅频特性,相位之差 ϕ ( ω ) \phi(\omega) ϕ(ω)为相频特性,其指数形式 G ( j ω ) = A ( ω ) e j ϕ ( ω ) G(j\omega)=A(\omega)e^{j\phi(\omega)} G(jω)=A(ω)ejϕ(ω)为系统的频率特性。
其中:
A ( ω ) = ∣ G ( j ω ) ∣ A(\omega)=|G(j\omega)| A(ω)=∣G(jω)∣
ϕ ( ω ) = ∠ G ( j ω ) \phi(\omega)=\angle{G(j\omega)} ϕ(ω)=∠G(jω)
② 频率特性的几何表示方法
a.幅相频率特性曲线(幅相曲线、极坐标图)
以横轴为实轴、纵轴为虚轴,构成复数平面,若将频率特性表示为复指数形式,则为复平面上的向量,向量的长度为频率特性的幅值,向量与实轴正方向的夹角等于频率特性的相位。
b.对数频率特性曲线(伯德曲线、伯德图)
对数频率特性曲线的横坐标按 l g ω lg_\omega lgω分度,单位为弧度/秒 ( r a d / s ) (rad/s) (rad/s),对数幅频曲线的纵坐标按 L ( ω ) = 20 l g ∣ G ( j ω ) ∣ = 20 l g A ( ω ) L(\omega)=20lg|G(j\omega)|=20lg{A(\omega)} L(ω)=20lg∣G(jω)∣=20lgA(ω)线性分度,单位是分贝( d B dB dB),对数相频曲线的纵坐标按 ϕ ( ω ) 线 性 分 度 , 单 位 为 度 ( ° ) \phi(\omega)线性分度,单位为度(°) ϕ(ω)线性分度,单位为度(°)。
c.对数幅相曲线(尼柯尔斯曲线、尼柯尔斯图)
对数幅相曲线纵坐标为 L ( ω ) L(\omega) L(ω),单位为分贝( d B dB dB),横坐标为 ϕ ( ω ) \phi(\omega) ϕ(ω),单位为度(°),均为线性分度。
③ 典型环节与其频率特性
序号 | 最小相位环节 | 频率特性 |
---|---|---|
1 | 比例环节 K ( K > 0 ) K(K>0) K(K>0) | A ( ω ) = K , ϕ ( ω ) = 0 ° A(\omega)=K,\phi(\omega)=0° A(ω)=K,ϕ(ω)=0° |
2 | 惯性环节 1 T s + 1 ( T > 0 ) \frac{1}{Ts+1}(T>0) Ts+11(T>0) | A ( ω ) = 1 1 + T 2 ω 2 , ϕ ( ω ) = − arctan T ω A(\omega)=\frac{1}{\sqrt{1+T^2\omega^2}},\phi(\omega)=-\arctan{T\omega} A(ω)=1+T2ω21,ϕ(ω)=−arctanTω |
3 | 一阶微分环节 T s + 1 Ts+1 Ts+1 | A ( ω ) = 1 + T 2 ω 2 A(\omega)=\sqrt{1+{T^2}{\omega^2}} A(ω)=1+T2ω2, ϕ ( ω ) = arctan T ω \phi(\omega)=\arctan{T\omega} ϕ(ω)=arctanTω |
4 | 振荡环节 1 s 2 ω n 2 + 2 ζ s ω n + 1 ( ω n > 0 , 0 ≤ ζ < 1 ) \frac{1}{\frac{s^2}{\omega_n^2}+\frac{2\zeta{s}}{\omega_n}+1}(\omega_n>0,0\leq\zeta<1) ωn2s2+ωn2ζs+11(ωn>0,0≤ζ<1) | A ( ω ) = 1 ( 1 − ω 2 ω n ) 2 + 4 ζ 2 ω 2 ω n 2 A(\omega)=\frac{1}{\sqrt{(1-\frac{\omega^2}{\omega_n})^2+4\zeta^2\frac{\omega^2}{\omega_n^2}}} A(ω)=(1−ωnω2)2+4ζ2ωn2ω21, ϕ ( ω ) = − arctan 2 ζ ω ω n 1 − ω 2 ω n 2 = { − arctan 2 ζ ω ω n 1 − ω 2 ω n 2 ω ≤ ω n − 180 ° + arctan 2 ζ ω ω n ω 2 ω n 2 − 1 ω > ω n \phi(\omega)=-\arctan\frac{2\zeta\frac{\omega}{\omega_n}}{1-\frac{\omega^2}{\omega_n^2}}=\left\{\begin{aligned}-\arctan\frac{2\zeta\frac{\omega}{\omega_n}}{1-\frac{\omega^2}{\omega_n^2}} &&\omega\leq\omega_n\\-180°+\arctan\frac{2\zeta\frac{\omega}{\omega_n}}{\frac{\omega^2}{\omega_n^2}-1} &&\omega>\omega_n \\\end{aligned}\right. ϕ(ω)=−arctan1−ωn2ω22ζωnω=⎩⎪⎪⎪⎪⎨⎪⎪⎪⎪⎧−arctan1−ωn2ω22ζωnω−180°+arctanωn2ω2−12ζωnωω≤ωnω>ωn |
5 | 二阶微分环节 s 2 ω n 2 + 2 ζ s ω n + 1 , ( ω n > 0 , 0 ≤ ζ < 1 ) \frac{s^2}{\omega_n^2}+\frac{2\zeta{s}}{\omega_n}+1,(\omega_n>0,0\leq\zeta<1) ωn2s2+ωn2ζs+1,(ωn>0,0≤ζ<1) | A ( ω ) = ( 1 − ω 2 ω n ) 2 + 4 ζ 2 ω 2 ω n 2 A(\omega)=\sqrt{(1-\frac{\omega^2}{\omega_n})^2+4\zeta^2\frac{\omega^2}{\omega_n^2}} A(ω)=(1−ωnω2)2+4ζ2ωn2ω2, ϕ ( ω ) = arctan 2 ζ ω ω n 1 − ω 2 ω n 2 \phi(\omega)=\arctan\frac{2\zeta\frac{\omega}{\omega_n}}{1-\frac{\omega^2}{\omega_n^2}} ϕ(ω)=arctan1−ωn2ω22ζωnω |
6 | 积分环节 1 s \frac{1}{s} s1 | A ( ω ) = 1 ω , ϕ ( ω ) = − 90 ° A(\omega)=\frac{1}{\omega},\phi(\omega)=-90° A(ω)=ω1,ϕ(ω)=−90° |
7 | 微分环节 s s s | A ( ω ) = ω , ϕ ( ω ) = 90 ° A(\omega)=\omega,\phi(\omega)=90° A(ω)=ω,ϕ(ω)=90° |
序号 | 非最小相位环节 | 频率特性 |
---|---|---|
1 | 比例环节 K ( K < 0 ) K(K<0) K(K<0) | A ( ω ) = K , ϕ ( ω ) = − 180 ° A(\omega)=K,\phi(\omega)=-180° A(ω)=K,ϕ(ω)=−180° |
2 | 惯性环节 1 − T s + 1 ( T > 0 ) \frac{1}{-Ts+1}(T>0) −Ts+11(T>0) | A ( ω ) = 1 1 + T 2 ω 2 , ϕ ( ω ) = arctan T ω A(\omega)=\frac{1}{\sqrt{1+T^2\omega^2}},\phi(\omega)=\arctan{T\omega} A(ω)=1+T2ω21,ϕ(ω)=arctanTω |
3 | 一阶微分环节 − T s + 1 -Ts+1 −Ts+1 | A ( ω ) = 1 + T 2 ω 2 A(\omega)=\sqrt{1+{T^2}{\omega^2}} A(ω)=1+T2ω2, ϕ ( ω ) = − arctan T ω \phi(\omega)=-\arctan{T\omega} ϕ(ω)=−arctanTω |
4 | 振荡环节 1 s 2 ω n 2 − 2 ζ s ω n + 1 ( ω n > 0 , 0 < ζ < 1 ) \frac{1}{\frac{s^2}{\omega_n^2}-\frac{2\zeta{s}}{\omega_n}+1}(\omega_n>0,0<\zeta<1) ωn2s2−ωn2ζs+11(ωn>0,0<ζ<1) | A ( ω ) = 1 ( 1 − ω 2 ω n ) 2 + 4 ζ 2 ω 2 ω n 2 A(\omega)=\frac{1}{\sqrt{(1-\frac{\omega^2}{\omega_n})^2+4\zeta^2\frac{\omega^2}{\omega_n^2}}} A(ω)=(1−ωnω2)2+4ζ2ωn2ω21, ϕ ( ω ) = arctan 2 ζ ω ω n 1 − ω 2 ω n 2 = { arctan 2 ζ ω ω n 1 − ω 2 ω n 2 ω ≤ ω n 180 ° − arctan 2 ζ ω ω n ω 2 ω n 2 − 1 ω > ω n \phi(\omega)=\arctan\frac{2\zeta\frac{\omega}{\omega_n}}{1-\frac{\omega^2}{\omega_n^2}}=\left\{\begin{aligned}\arctan\frac{2\zeta\frac{\omega}{\omega_n}}{1-\frac{\omega^2}{\omega_n^2}} &&\omega\leq\omega_n\\180°-\arctan\frac{2\zeta\frac{\omega}{\omega_n}}{\frac{\omega^2}{\omega_n^2}-1} &&\omega>\omega_n \\\end{aligned}\right. ϕ(ω)=arctan1−ωn2ω22ζωnω=⎩⎪⎪⎪⎪⎨⎪⎪⎪⎪⎧arctan1−ωn2ω22ζωnω180°−arctanωn2ω2−12ζωnωω≤ωnω>ωn |
5 | 二阶微分环节 s 2 ω n 2 − 2 ζ s ω n + 1 , ( ω n > 0 , 0 < ζ < 1 ) \frac{s^2}{\omega_n^2}-\frac{2\zeta{s}}{\omega_n}+1,(\omega_n>0,0<\zeta<1) ωn2s2−ωn2ζs+1,(ωn>0,0<ζ<1) | A ( ω ) = ( 1 − ω 2 ω n ) 2 + 4 ζ 2 ω 2 ω n 2 A(\omega)=\sqrt{(1-\frac{\omega^2}{\omega_n})^2+4\zeta^2\frac{\omega^2}{\omega_n^2}} A(ω)=(1−ωnω2)2+4ζ2ωn2ω2, ϕ ( ω ) = − arctan 2 ζ ω ω n 1 − ω 2 ω n 2 \phi(\omega)=-\arctan\frac{2\zeta\frac{\omega}{\omega_n}}{1-\frac{\omega^2}{\omega_n^2}} ϕ(ω)=−arctan1−ωn2ω22ζωnω |
④ 曲线绘制
a.开环幅相曲线绘制
- 开环幅相曲线的起点( ω = 0 + \omega=0_+ ω=0+)和终点( ω = ∞ \omega=\infty ω=∞);
- 开环幅相曲线与实轴的交点。设 ω = ω x \omega=\omega_x ω=ωx时, G ( j ω ) H ( j ω ) G(j\omega)H(j\omega) G(jω)H(jω)的虚部为0,即 I m [ G ( j ω x ) H ( j ω x ) ] = 0 Im[G(j\omega_x)H(j\omega_x)]=0 Im[G(jωx)H(jωx)]=0或者 ϕ ( ω x ) = ∠ G ( j ω x ) H ( j ω x ) = k π ; k = 0 , ± 1 , ± 2 , … … \phi(\omega_x)=\angle{G(j\omega_x)H(j\omega_x)}=k\pi;k=0,±1,±2,…… ϕ(ωx)=∠G(jωx)H(jωx)=kπ;k=0,±1,±2,……其中: ω x 为 穿 越 频 率 \omega_x为穿越频率 ωx为穿越频率开环频率特性曲线与实轴交点的坐标值为 R e [ G ( j ω x ) H ( j ω x ) ] = G ( j ω x ) H ( j ω x ) Re[G(j\omega_x)H(j\omega_x)]=G(j\omega_x)H(j\omega_x) Re[G(jωx)H(jωx)]=G(jωx)H(jωx)
- 开环幅相曲线的变化范围(象限、单调性)
b.开环对数频率特性曲线绘制
- 开环传递函数典型环节分解;
- 确定一阶环节、二阶环节的交接频率,将各交接频率标注在半对数坐标图的 ω \omega ω轴上;
- 绘制低频段渐近特性线,在 ω < ω m i n \omega<\omega_{min} ω<ωmin频段内,开环系统幅频渐近特性的斜率取决于 K ω ν \frac{K}{\omega^{\nu}} ωνK,直线斜率为 − 20 ν d B / d e c -20{\nu}dB/dec −20νdB/dec,确定低频渐近线上的一点,方法如下:
① 在 ω < ω m i n \omega<\omega_{min} ω<ωmin范围内,任选一点 ω 0 \omega_0 ω0,计算 L a ( ω 0 ) = 20 lg K − 20 ν lg ω 0 L_a(\omega_0)=20\lg{K}-20{\nu}\lg{\omega_0} La(ω0)=20lgK−20νlgω0
② 取频率为特定值 ω 0 = 1 , \omega_0=1, ω0=1,则 L a ( 1 ) = 20 lg K L_a(1)=20\lg{K} La(1)=20lgK
③ 取 L a ( ω 0 ) L_a(\omega_0) La(ω0)为特殊值0,有 K ω 0 ν = 1 \frac{K}{\omega_0^\nu}=1 ω0νK=1,则 ω 0 = K 1 ν \omega_0=K^{\frac{1}{\nu}} ω0=Kν1 - 作 ω ≥ ω m i n \omega\geq\omega_{min} ω≥ωmin频段渐近特性线。
- 附表:交接频率点处斜率的变化表
典型环节传递函数 | 交接频率 | 斜率变化 |
---|---|---|
1 T s + 1 ( T > 0 ) \frac{1}{Ts+1}(T>0) Ts+11(T>0) | 1 T \frac{1}{T} T1 | − 20 d B / d e c -20dB/dec −20dB/dec |
1 − T s + 1 ( T > 0 ) \frac{1}{-Ts+1}(T>0) −Ts+11(T>0) | 1 T \frac{1}{T} T1 | − 20 d B / d e c -20dB/dec −20dB/dec |
T s + 1 Ts+1 Ts+1 | 1 T \frac{1}{T} T1 | 20 d B / d e c 20dB/dec 20dB/dec |
− T s + 1 -Ts+1 −Ts+1 | 1 T \frac{1}{T} T1 | 20 d B / d e c 20dB/dec 20dB/dec |
1 s 2 ω n 2 + 2 ζ s ω n + 1 ( ω n > 0 , 0 ≤ ζ < 1 ) \frac{1}{\frac{s^2}{\omega_n^2}+\frac{2\zeta{s}}{\omega_n}+1}(\omega_n>0,0\leq\zeta<1) ωn2s2+ωn2ζs+11(ωn>0,0≤ζ<1) | ω n \omega_n ωn | − 40 d B / d e c -40dB/dec −40dB/dec |
1 s 2 ω n 2 − 2 ζ s ω n + 1 ( ω n > 0 , 0 < ζ < 1 ) \frac{1}{\frac{s^2}{\omega_n^2}-\frac{2\zeta{s}}{\omega_n}+1}(\omega_n>0,0<\zeta<1) ωn2s2−ωn2ζs+11(ωn>0,0<ζ<1) | ω n \omega_n ωn | − 40 d B / d e c -40dB/dec −40dB/dec |
s 2 ω n 2 + 2 ζ s ω n + 1 , ( ω n > 0 , 0 < ζ < 1 ) \frac{s^2}{\omega_n^2}+\frac{2\zeta{s}}{\omega_n}+1,(\omega_n>0,0<\zeta<1) ωn2s2+ωn2ζs+1,(ωn>0,0<ζ<1) | ω n \omega_n ωn | 40 d B / d e c 40dB/dec 40dB/dec |
s 2 ω n 2 − 2 ζ s ω n + 1 , ( ω n > 0 , 0 < ζ < 1 ) \frac{s^2}{\omega_n^2}-\frac{2\zeta{s}}{\omega_n}+1,(\omega_n>0,0<\zeta<1) ωn2s2−ωn2ζs+1,(ωn>0,0<ζ<1) | ω n \omega_n ωn | 40 d B / d e c 40dB/dec 40dB/dec |
⑤ 稳定性判据
a.奈氏判据
反馈控制系统稳定的充分必要条件是半闭合曲线 Γ G H \Gamma_{GH} ΓGH不穿过 ( − 1 , j 0 ) (-1,j0) (−1,j0)点,且逆时针包围临界点 ( − 1 , j 0 ) (-1,j0) (−1,j0)点的圈数 R R R等于开环传递函数的正实部极点数 P P P。
b.对数频率稳定判据
设 P P P为开环系统正实部的极点数,反馈控制系统稳定的充分必要条件是 ϕ ( ω c ) ≠ ( 2 k + 1 ) π ( k = 0 , 1 , 2 , 3 , … … ) \phi(\omega_c)≠(2k+1)\pi(k=0,1,2,3,……) ϕ(ωc)=(2k+1)π(k=0,1,2,3,……)和 L ( ω ) > 0 L(\omega)>0 L(ω)>0时, Γ ϕ \Gamma_{\phi} Γϕ曲线穿越 ( 2 k + 1 ) π (2k+1)\pi (2k+1)π线的次数 N = N + − N − N=N_+-N_- N=N+−N−满足 Z = P − 2 N = 0 Z=P-2N=0 Z=P−2N=0
注:穿越次数计算
- 正穿越一次: Γ G H \Gamma_{GH} ΓGH由上往下穿越 ( − 1 , j 0 ) (-1,j0) (−1,j0)点左侧的负实轴一次,等价于在 L ( ω ) > 0 L(\omega)>0 L(ω)>0时, Γ ϕ \Gamma_{\phi} Γϕ由下往上穿越 ( 2 k + 1 ) π (2k+1)\pi (2k+1)π线一次;
- 负穿越一次: Γ G H \Gamma_{GH} ΓGH由下往上穿越 ( − 1 , j 0 ) (-1,j0) (−1,j0)点左侧的负实轴一次,等价于在 L ( ω ) > 0 L(\omega)>0 L(ω)>0时, Γ ϕ \Gamma_{\phi} Γϕ由上往下穿越 ( 2 k + 1 ) π (2k+1)\pi (2k+1)π线一次;
- 正穿越半次: Γ G H \Gamma_{GH} ΓGH由上往下止于或由上往下起于 ( − 1 , j 0 ) (-1,j0) (−1,j0)点左侧的负实轴一次,等价于在 L ( ω ) > 0 L(\omega)>0 L(ω)>0时, Γ ϕ \Gamma_{\phi} Γϕ由下往上止于或由下往上起于 ( 2 k + 1 ) π (2k+1)\pi (2k+1)π线一次;
- 负穿越半次: Γ G H \Gamma_{GH} ΓGH由下往上止于或由下往上起于 ( − 1 , j 0 ) (-1,j0) (−1,j0)点左侧的负实轴一次,等价于在 L ( ω ) > 0 L(\omega)>0 L(ω)>0时, Γ ϕ \Gamma_{\phi} Γϕ由上往下止于或由上往下起于 ( 2 k + 1 ) π (2k+1)\pi (2k+1)π线一次;
⑥ 稳定裕度
a.相角裕度
若 ω c \omega_c ωc为系统的截止频率,即 ω c \omega_c ωc满足 A ( ω c ) = ∣ G ( j ω c ) H ( j ω c ) ∣ = 1 A(\omega_c)=|G(j\omega_c)H(j\omega_c)|=1 A(ωc)=∣G(jωc)H(jωc)∣=1
则定义相角裕度为 γ = 180 ° + ∠ [ G ( j ω c ) H ( j ω c ) ] \gamma=180°+\angle[G(j\omega_c)H(j\omega_c)] γ=180°+∠[G(jωc)H(jωc)]
相角裕度 γ \gamma γ含义:对于闭环稳定系统,如果系统开环相频特性再滞后 γ \gamma γ度,则系统将处于临界稳定状态。
b.幅值裕度
当 ω 0 \omega_0 ω0为系统的穿越频率,即 ω 0 \omega_0 ω0满足 ϕ ( ω 0 ) = ∠ [ G ( j ω 0 ) H ( j ω 0 ) ] = ( 2 k + 1 ) π ( k = 0 , ± 1 , ± 2 , … … ) \phi(\omega_0)=\angle[G(j\omega_0)H(j\omega_0)]=(2k+1)\pi (k=0,±1,±2,……) ϕ(ω0)=∠[G(jω0)H(jω0)]=(2k+1)π(k=0,±1,±2,……)
则定义幅值裕度为 K g = 1 ∣ G ( j ω 0 ) H ( j ω 0 ) ∣ K_g=\frac{1}{|G(j\omega_0)H(j\omega_0)|} Kg=∣G(jω0)H(jω0)∣1
幅值裕度 K g K_g Kg含义:对于闭环稳定系统,如果系统开环幅频特性再增大 K g K_g Kg倍,则系统将处于临界稳定状态。
- 综合训练题
已知单位负反馈系统的开环传递函数为 G ( s ) = 1280 s + 640 s 4 + 24.2 s 3 + 1604.81 s 2 + 320.24 s + 16 G(s)=\frac{1280s+640}{s^4+24.2s^3+1604.81s^2+320.24s+16} G(s)=s4+24.2s3+1604.81s2+320.24s+161280s+640试绘制其伯德图、尼柯尔斯图、奈奎斯特图,并判别闭环系统的稳定性。
① 控制系统模型建立
%建立控制系统模型
G=tf([1280 640],[1 24.2 1604.81 320.24 16]);
G
G =
1280 s + 640
----------------------------------------
s^4 + 24.2 s^3 + 1605 s^2 + 320.2 s + 16
Continuous-time transfer function.
② 伯德图的绘制
%绘制伯德图,计算幅值裕度、相角裕度、截止频率、穿越频率
figure(1)
margin(G);
③ 尼柯尔斯图的绘制
%绘制尼柯尔斯图
figure(2)
nichols(G);
ngrid;axis([-270 0 -40 40]); %设定尼柯尔斯图坐标范围,绘制网格
④ 奈奎斯特图的绘制
%绘制奈奎斯特图
figure(3)
nyquist(G);
axis equal %调整纵横坐标比例,保持原形
⑤ 稳定性分析
由于系统无右半平面开环极点,从奈奎斯特图看,奈奎斯特曲线不包围 ( − 1 , j 0 ) (-1,j0) (−1,j0)点,系统稳定;
从伯德图可以得到系统的幅值裕度 h = 29.5 d B h=29.5dB h=29.5dB、相角裕度 γ = 72.9 ° \gamma=72.9° γ=72.9°,相应的截止频率 ω c = 0.904 r a d / s \omega_c=0.904rad/s ωc=0.904rad/s、穿越频率 ω x = 39.9 r a d / s \omega_x=39.9rad/s ωx=39.9rad/s,奈氏判据知,系统闭环稳定。
- 频域分析小结